افزایش قدرت منابع تثبیت شده. مدارهای اتصال ترانزیستورهای دوقطبی اتصال موازی قدرت ترانزیستورهای اثر میدانی

MOP (به زبان بورژوایی ماسفت) مخفف Metal-Oxide-Semiconductor است که از این مخفف ساختار این ترانزیستور مشخص می شود.

اگر روی انگشتان باشد، یک کانال نیمه هادی دارد که به عنوان یک صفحه خازن عمل می کند و صفحه دوم یک الکترود فلزی است که از طریق یک لایه نازک از اکسید سیلیکون، که یک دی الکتریک است، قرار گرفته است. هنگامی که ولتاژ به گیت اعمال می شود، این خازن شارژ می شود و میدان الکتریکی گیت بارهایی را به کانال می کشد، در نتیجه بارهای متحرک در کانال ظاهر می شود که می تواند جریان الکتریکی ایجاد کند و مقاومت منبع تخلیه کاهش می یابد. به شدت هرچه ولتاژ بالاتر باشد، بارها بیشتر و مقاومت کمتر می شود، در نتیجه، مقاومت می تواند به مقادیر بسیار کوچکی کاهش یابد - صدم اهم، و اگر ولتاژ را بیشتر افزایش دهید، لایه اکسید و ترانزیستور خان خراب می شود. پیش خواهد آمد.

مزیت چنین ترانزیستوری در مقایسه با ترانزیستور دوقطبی واضح است - ولتاژ باید به گیت اعمال شود ، اما از آنجایی که دی الکتریک است ، جریان صفر خواهد بود ، به این معنی که لازم است قدرت کنترل این ترانزیستور کم خواهد بود، در واقع فقط در لحظه سوئیچینگ که خازن در حال شارژ و دشارژ است مصرف می کند.

نقطه ضعف از خاصیت خازنی آن ناشی می شود - وجود ظرفیت خازنی روی دروازه به جریان شارژ زیادی هنگام باز کردن نیاز دارد. در تئوری، برابر با بی نهایت در دوره های زمانی بی نهایت کوچک است. و اگر جریان توسط یک مقاومت محدود شود، خازن به آرامی شارژ می شود - هیچ فراری از ثابت زمانی مدار RC وجود ندارد.

ترانزیستورهای MOS هستند پ و نمجرا. آنها همان اصل را دارند، تنها تفاوت آنها قطبیت حامل های فعلی در کانال است. بر این اساس، در جهات مختلف ولتاژ کنترل و گنجاندن در مدار. اغلب ترانزیستورها به شکل جفت های مکمل ساخته می شوند. یعنی دو مدل با مشخصات کاملاً یکسان وجود دارد که یکی از آنها کانال N و دیگری کانال P است. علامت گذاری آنها، به عنوان یک قاعده، با یک رقم متفاوت است.

محبوب ترین من MOPترانزیستورها هستند IRF630(n کانال) و IRF9630(پ کانال) در یک زمان من حدود یک دوجین از آنها را از هر نوع ساختم. داشتن جثه نه چندان بزرگ TO-92این ترانزیستور می تواند تا 9 آمپر از درون خود عبور کند. مقاومت باز آن تنها 0.35 اهم است.
با این حال، این یک ترانزیستور نسبتاً قدیمی است؛ به عنوان مثال، اکنون چیزهای خنک تری وجود دارد IRF7314، می تواند همان 9A را حمل کند، اما در عین حال در یک جعبه SO8 - به اندازه یک نوت بوک مربعی قرار می گیرد.

یکی از مشکلات داک ماسفتترانزیستور و میکروکنترلر (یا مدار دیجیتال) به این صورت است که برای اینکه این ترانزیستور کاملاً باز شود تا کاملاً اشباع شود، باید ولتاژ کمی بیشتری را به گیت وارد کند. معمولاً این حدود 10 ولت است و MK می تواند حداکثر 5 ولت خروجی دهد.
سه گزینه وجود دارد:

اما به طور کلی، نصب درایور صحیح تر است، زیرا علاوه بر عملکردهای اصلی تولید سیگنال های کنترل، حفاظت جریان، حفاظت در برابر خرابی، اضافه ولتاژ، به عنوان یک بابل اضافی، سرعت باز شدن را به حداکثر می رساند. در کل جریان خود را بیهوده مصرف نمی کند.

انتخاب ترانزیستور نیز چندان دشوار نیست، به خصوص اگر با حالت های محدود کننده زحمتی ندارید. اول از همه، شما باید در مورد مقدار جریان تخلیه نگران باشید - I Drain یا شناسهشما یک ترانزیستور را بر اساس حداکثر جریان برای بار خود انتخاب می کنید، ترجیحاً با حاشیه 10 درصد. پارامتر مهم بعدی برای شما این است که VGS- ولتاژ اشباع منبع- گیت یا به عبارت ساده تر، ولتاژ کنترل. گاهی اوقات نوشته می شود، اما بیشتر اوقات باید به نمودارها نگاه کنید. به دنبال نموداری از ویژگی خروجی Dependency شناسهاز جانب VDSدر مقادیر مختلف VGS. و شما متوجه می شوید که چه نوع رژیمی خواهید داشت.

به عنوان مثال، شما باید موتور را با ولتاژ 12 ولت، با جریان 8 آمپر تغذیه کنید. شما درایور را خراب کردید و فقط یک سیگنال کنترل 5 ولت دارید. اولین چیزی که بعد از این مقاله به ذهنم رسید IRF630 بود. جریان با حاشیه 9 آمپر در مقابل 8 مورد نیاز مناسب است. اما بیایید به مشخصه خروجی نگاه کنیم:

اگر قرار است از PWM روی این سوئیچ استفاده کنید، باید زمان باز و بسته شدن ترانزیستور را جویا شوید، بزرگترین ترانزیستور را انتخاب کنید و نسبت به زمان، حداکثر فرکانس آن را محاسبه کنید. این مقدار نامیده می شود تاخیر سوئیچیا تن,خاموش کردن، به طور کلی، چیزی شبیه به این. خب فرکانس 1/t است. همچنین ایده خوبی است که به ظرفیت دروازه نگاه کنید C issبر اساس آن و همچنین مقاومت محدود کننده در مدار گیت، می توانید ثابت زمانی شارژ مدار گیت RC را محاسبه کرده و عملکرد را تخمین بزنید. اگر ثابت زمانی بیشتر از دوره PWM باشد، ترانزیستور باز/بسته نمی‌شود، اما در حالت میانی آویزان می‌شود، زیرا ولتاژ در گیت آن توسط این مدار RC به یک ولتاژ ثابت ادغام می‌شود.

هنگام کار با این ترانزیستورها این واقعیت را در نظر داشته باشید که آنها نه تنها از الکتریسیته ساکن می ترسند، بلکه بسیار قوی هستند. نفوذ در شاتر با یک بار استاتیک بیش از حد ممکن است. پس چطوری خریدمش؟ بلافاصله به فویلو تا زمانی که آن را مهر و موم نکرده اید، آن را خارج نکنید. ابتدا خود را به باتری زمین بزنید و یک کلاه فویل بگذارید :).

ترانزیستور یک وسیله نیمه هادی است که می تواند سیگنال های الکتریکی را تقویت، تبدیل و تولید کند. اولین ترانزیستور دوقطبی کاربردی در سال 1947 اختراع شد. مواد برای ساخت آن ژرمانیوم بود. و قبلاً در سال 1956 ترانزیستور سیلیکونی متولد شد.

یک ترانزیستور دوقطبی از دو نوع حامل بار استفاده می کند - الکترون ها و سوراخ ها، به همین دلیل است که چنین ترانزیستورهایی دو قطبی نامیده می شوند. علاوه بر ترانزیستورهای دوقطبی، ترانزیستورهای تک قطبی (اثر میدانی) وجود دارند که فقط از یک نوع حامل - الکترون ها یا حفره ها استفاده می کنند. در این مقاله بحث خواهد شد.

اکثر ترانزیستورهای سیلیکونی دارای ساختار n-p-n هستند که با تکنولوژی تولید نیز توضیح داده شده است، اگرچه ترانزیستورهای سیلیکونی از نوع p-n-p نیز وجود دارد، اما تعداد آنها کمی کمتر از ساختارهای n-p-n است. چنین ترانزیستورهایی به عنوان بخشی از جفت های مکمل (ترانزیستورهای رسانایی متفاوت با پارامترهای الکتریکی یکسان) استفاده می شوند. به عنوان مثال KT315 و KT361، KT815 و KT814 و در مراحل خروجی ترانزیستور UMZCH KT819 و KT818. تقویت کننده های وارداتی اغلب از جفت مکمل قدرتمند 2SA1943 و 2SC5200 استفاده می کنند.

ترانزیستورهای دارای ساختار p-n-p اغلب ترانزیستورهای هدایت جلو و ساختارهای n-p-n ترانزیستورهای رسانش معکوس نامیده می شوند. بنا به دلایلی ، این نام تقریباً هرگز در ادبیات ظاهر نمی شود ، اما در بین مهندسین رادیو و آماتورهای رادیو در همه جا از آن استفاده می شود ، همه بلافاصله متوجه می شوند که در مورد چه چیزی صحبت می کنیم. شکل 1 طرح شماتیک ترانزیستورها و نمادهای گرافیکی آنها را نشان می دهد.

تصویر 1.

ترانزیستورهای دوقطبی علاوه بر تفاوت در نوع رسانایی و مواد، بر اساس توان و فرکانس کاری طبقه بندی می شوند. اگر اتلاف توان در یک ترانزیستور از 0.3 وات تجاوز نکند، چنین ترانزیستوری کم مصرف در نظر گرفته می شود. با توان 0.3...3 وات ترانزیستور را ترانزیستور توان متوسط و با توان بالای 3 وات توان بالا در نظر می گیرد. ترانزیستورهای مدرن قادرند توان چند ده و حتی صدها وات را از بین ببرند.

ترانزیستورها سیگنال های الکتریکی را به همان اندازه تقویت نمی کنند: با افزایش فرکانس، بهره آبشار ترانزیستور کاهش می یابد و در فرکانس معینی به طور کلی متوقف می شود. بنابراین، برای کار در محدوده فرکانس وسیع، ترانزیستورها با خواص فرکانس متفاوت تولید می شوند.

بر اساس فرکانس کاری، ترانزیستورها به فرکانس پایین تقسیم می شوند - فرکانس کاری بیش از 3 مگاهرتز، فرکانس متوسط - 3 ... 30 مگاهرتز، فرکانس بالا - بیش از 30 مگاهرتز. اگر فرکانس کاری بیش از 300 مگاهرتز باشد، اینها قبلاً ترانزیستورهای فرکانس فوق العاده بالا هستند.

به طور کلی، کتاب های مرجع ضخیم جدی بیش از 100 پارامتر مختلف ترانزیستور را فهرست می کنند که همچنین نشان دهنده تعداد زیادی مدل است. و تعداد ترانزیستورهای مدرن به حدی است که دیگر نمی توان آنها را به طور کامل در هیچ کتاب مرجعی قرار داد. و دامنه مدل به طور مداوم در حال افزایش است و به ما امکان می دهد تقریباً تمام وظایف تعیین شده توسط توسعه دهندگان را حل کنیم.

مدارهای ترانزیستوری زیادی (فقط تعداد تجهیزات خانگی را به خاطر بسپارید) برای تقویت و تبدیل سیگنال های الکتریکی وجود دارد، اما با وجود همه تنوع، این مدارها از آبشارهای جداگانه تشکیل شده اند که اساس آنها ترانزیستورها هستند. برای دستیابی به تقویت سیگنال مورد نیاز، لازم است از چندین مرحله تقویت به صورت سری استفاده شود. برای درک نحوه عملکرد مراحل تقویت کننده، باید با مدارهای سوئیچینگ ترانزیستور بیشتر آشنا شوید.

خود ترانزیستور نمی تواند چیزی را تقویت کند. خواص تقویت کننده آن در این واقعیت نهفته است که تغییرات کوچک در سیگنال ورودی (جریان یا ولتاژ) به دلیل صرف انرژی از یک منبع خارجی منجر به تغییرات قابل توجهی در ولتاژ یا جریان در خروجی مرحله می شود. این ویژگی است که به طور گسترده در مدارهای آنالوگ - تقویت کننده ها، تلویزیون، رادیو، ارتباطات و غیره استفاده می شود.

برای ساده کردن ارائه، مدارهای مبتنی بر ترانزیستورهای n-p-n در اینجا در نظر گرفته می شوند. هر آنچه در مورد این ترانزیستورها گفته خواهد شد در مورد ترانزیستورهای pnp نیز صدق می کند. فقط کافی است قطبیت منابع تغذیه را تغییر دهید و در صورت وجود مدار کار را بگیرید.

در مجموع، سه مدار از این قبیل استفاده می شود: یک مدار با یک امیتر مشترک (CE)، یک مدار با یک کلکتور مشترک (OC) و یک مدار با یک پایه مشترک (CB). تمام این طرح ها در شکل 2 نشان داده شده است.

شکل 2.

اما قبل از اینکه به بررسی این مدارها بپردازید، باید با نحوه عملکرد ترانزیستور در حالت سوئیچینگ آشنا شوید. این مقدمه باید درک آن را در حالت تقویت آسان‌تر کند. به یک معنا، مدار کلید را می توان نوعی مدار با OE در نظر گرفت.

عملکرد ترانزیستور در حالت سوئیچینگ

قبل از مطالعه عملکرد ترانزیستور در حالت تقویت سیگنال، لازم به یادآوری است که ترانزیستورها اغلب در حالت سوئیچینگ استفاده می شوند.

این حالت از کار ترانزیستور برای مدت طولانی مورد توجه بوده است. شماره اوت 1959 مجله رادیو مقاله ای از G. Lavrov را با عنوان "تریود نیمه هادی در حالت سوئیچ" منتشر کرد. نویسنده مقاله تغییر مدت زمان پالس ها در سیم پیچ کنترل (OC) را پیشنهاد کرد. اکنون این روش کنترلی PWM نامیده می شود و اغلب استفاده می شود. نموداری از یک مجله آن زمان در شکل 3 نشان داده شده است.

شکل 3.

اما حالت کلید نه تنها در سیستم های PWM استفاده می شود. اغلب یک ترانزیستور به سادگی چیزی را روشن و خاموش می کند.

در این مورد، می توان از یک رله به عنوان بار استفاده کرد: اگر سیگنال ورودی داده شود، رله روشن می شود، اگر نه، سیگنال رله خاموش می شود. به جای رله، لامپ ها اغلب در حالت کلید استفاده می شوند. این معمولاً برای نشان دادن اینکه: چراغ روشن یا خاموش است انجام می شود. نمودار چنین مرحله کلیدی در شکل 4 نشان داده شده است. مراحل کلیدی نیز برای کار با LED یا اپتوکوپلر استفاده می شود.

شکل 4.

در شکل، آبشار توسط یک تماس معمولی کنترل می شود، اگرچه ممکن است یک تراشه دیجیتال یا به جای آن وجود داشته باشد. لامپ خودرو، این لامپ برای روشن کردن داشبورد در خودروهای ژیگولی استفاده می شود. باید به این نکته توجه کنید که ولتاژ کنترل 5 ولت و ولتاژ کلکتور سوئیچ 12 ولت است.

هیچ چیز عجیبی در این مورد وجود ندارد، زیرا ولتاژها هیچ نقشی در این مدار ندارند، فقط جریان ها مهم هستند. بنابراین، اگر ترانزیستور برای کار در چنین ولتاژهایی طراحی شده باشد، لامپ می تواند حداقل 220 ولت باشد. ولتاژ منبع کلکتور نیز باید با ولتاژ کاری بار مطابقت داشته باشد. با استفاده از چنین آبشاری ها، بار به تراشه های دیجیتال یا میکروکنترلرها متصل می شود.

در این مدار جریان پایه جریان کلکتور را کنترل می کند که به دلیل انرژی منبع تغذیه چندین ده یا حتی صدها برابر (بسته به بار کلکتور) از جریان پایه بیشتر است. به راحتی می توان دید که تقویت جریان رخ می دهد. هنگامی که یک ترانزیستور در حالت سوئیچینگ کار می کند، معمولاً از یک مقدار برای محاسبه آبشار استفاده می شود که در کتاب های مرجع "افزایش جریان در حالت سیگنال بزرگ" نامیده می شود - در کتاب های مرجع با حرف β نشان داده می شود. این نسبت جریان کلکتور است که توسط بار تعیین می شود به حداقل جریان پایه ممکن. در قالب یک فرمول ریاضی، به نظر می رسد: β = Ik/Ib.

برای اکثر ترانزیستورهای مدرن، ضریب β بسیار بزرگ است، به طور معمول، از 50 و بالاتر، بنابراین هنگام محاسبه مرحله کلیدی می توان آن را برابر با 10 در نظر گرفت. حتی اگر جریان پایه بزرگتر از جریان محاسبه شده باشد. ، به این دلیل ترانزیستور قوی تر باز نمی شود؛ و حالت کلید.

برای روشن کردن لامپ نشان داده شده در شکل 3، Ib = Ik/β = 100mA/10 = 10mA، این حداقل است. با ولتاژ کنترل 5 ولت در مقاومت پایه Rb، منهای افت ولتاژ در بخش B-E، 5 ولت - 0.6 ولت = 4.4 ولت باقی می ماند. مقاومت پایه مقاومت: 4.4 ولت / 10 میلی آمپر = 440 اهم خواهد بود. یک مقاومت با مقاومت 430 اهم از محدوده استاندارد انتخاب می شود. ولتاژ 0.6 ولت ولتاژ در محل اتصال B-E است و هنگام محاسبه نباید آن را فراموش کنید!

برای اطمینان از اینکه پایه ترانزیستور هنگام باز شدن کنتاکت کنترلی "در هوا معلق" نمی ماند، اتصال B-E معمولا توسط یک مقاومت Rbe که به طور قابل اعتماد ترانزیستور را می بندد، شنت می شود. این مقاومت را نباید فراموش کرد، اگرچه در برخی مدارها به دلایلی وجود ندارد که می تواند به دلیل تداخل منجر به عملکرد نادرست آبشار شود. در واقع، همه در مورد این مقاومت می دانستند، اما به دلایلی آنها را فراموش کردند و یک بار دیگر روی "راک" قدم گذاشتند.

مقدار این مقاومت باید به گونه ای باشد که هنگام باز شدن کنتاکت، ولتاژ پایه کمتر از 0.6 ولت نباشد، در غیر این صورت آبشار غیر قابل کنترل خواهد بود، گویی که بخش B-E به سادگی اتصال کوتاه شده است. در عمل، مقاومت Rbe با مقدار اسمی تقریباً ده برابر بیشتر از Rb نصب می شود. اما حتی اگر رتبه Rb 10K باشد، مدار کاملاً قابل اعتماد کار می کند: پتانسیل پایه و امیتر برابر خواهد بود که منجر به بسته شدن ترانزیستور می شود.

چنین آبشار کلیدی، اگر به درستی کار کند، می تواند لامپ را با شدت کامل روشن کند یا آن را به طور کامل خاموش کند. در این حالت ترانزیستور می تواند کاملاً باز (حالت اشباع) یا کاملاً بسته (حالت قطع) باشد. بلافاصله، نتیجه گیری نشان می دهد که بین این حالت های "مرز" زمانی که لامپ با شدت کامل می درخشد چنین چیزی وجود دارد. در این حالت ترانزیستور نیمه باز است یا نیمه بسته؟ این مانند مشکل پر کردن یک لیوان است: یک خوش بین لیوان را نیمه پر می بیند، در حالی که یک بدبین نیمه خالی را می بیند. این حالت کار ترانزیستور تقویت یا خطی نامیده می شود.

عملکرد ترانزیستور در حالت تقویت سیگنال

تقریباً تمام تجهیزات الکترونیکی مدرن از ریز مدارهایی تشکیل شده است که ترانزیستورها در آنها "پنهان" هستند. کافی است به سادگی حالت تقویت کننده عملیاتی را انتخاب کنید تا بهره یا پهنای باند مورد نیاز به دست آید. اما، با وجود این، اغلب از آبشارهای روی ترانزیستورهای گسسته ("پراکنده") استفاده می شود و بنابراین درک عملکرد مرحله تقویت کننده به سادگی ضروری است.

رایج ترین اتصال ترانزیستور در مقایسه با OK و OB مدار امیتر مشترک (CE) است. دلیل این شیوع اول از همه افزایش ولتاژ و جریان بالا است. بیشترین بهره آبشار OE زمانی حاصل می شود که نصف ولتاژ منبع تغذیه Epit/2 در بار کلکتور کاهش یابد. بر این اساس، نیمه دوم در بخش K-E ترانزیستور قرار می گیرد. این با راه اندازی آبشار حاصل می شود که در زیر مورد بحث قرار خواهد گرفت. این حالت تقویت کلاس A نامیده می شود.

هنگامی که ترانزیستور OE روشن می شود، سیگنال خروجی در کلکتور با ورودی خارج می شود. به عنوان معایب، می توان اشاره کرد که امپدانس ورودی OE کوچک است (بیش از چند صد اهم) و امپدانس خروجی در ده ها کیلو اهم است.

اگر در حالت سوئیچینگ، ترانزیستور با افزایش جریان در حالت سیگنال بزرگ β مشخص شود، در حالت تقویت از "بهره جریان در حالت سیگنال کوچک" استفاده می شود که در کتاب های مرجع h21e تعیین شده است. این نام از نمایش یک ترانزیستور به عنوان یک شبکه چهار ترمینالی می آید. حرف "e" نشان می دهد که اندازه گیری ها زمانی انجام شده است که یک ترانزیستور با یک امیتر مشترک روشن شده است.

ضریب h21e، به عنوان یک قاعده، کمی بزرگتر از β است، اگرچه می توان از آن به عنوان اولین تقریب در محاسبات نیز استفاده کرد. با این حال، گسترش پارامترهای β و h21e حتی برای یک نوع ترانزیستور آنقدر زیاد است که محاسبات فقط تقریبی است. پس از چنین محاسباتی، به عنوان یک قاعده، پیکربندی مدار مورد نیاز است.

بهره ترانزیستور به ضخامت پایه بستگی دارد، بنابراین نمی توان آن را تغییر داد. از این رو گسترش بزرگ در بهره ترانزیستورهایی که حتی از همان جعبه گرفته شده اند (بخوانید یک دسته). برای ترانزیستورهای کم مصرف این ضریب از 100 ... 1000 و برای ترانزیستورهای پرقدرت 5 ... 200 متغیر است. هرچه پایه نازکتر باشد، ضریب آن بیشتر است.

ساده ترین مدار برای روشن کردن ترانزیستور OE در شکل 5 نشان داده شده است. این فقط یک قطعه کوچک از شکل 2 است که در قسمت دوم مقاله نشان داده شده است. به این نوع مدار، مدار جریان پایه ثابت می گویند.

شکل 5.

طرح فوق العاده ساده است. سیگنال ورودی از طریق خازن جفت C1 به پایه ترانزیستور تغذیه می شود و با تقویت، از طریق خازن C2 از کلکتور ترانزیستور خارج می شود. هدف از خازن ها محافظت از مدارهای ورودی در برابر مولفه ثابت سیگنال ورودی (فقط یک میکروفون کربنی یا الکتریکی را به یاد داشته باشید) و ارائه پهنای باند آبشاری لازم است.

مقاومت R2 بار جمع کننده آبشار است و R1 یک بایاس ثابت به پایه می دهد. با استفاده از این مقاومت سعی می کنند از Epit/2 بودن ولتاژ کلکتور اطمینان حاصل کنند. این حالت نقطه کار ترانزیستور نامیده می شود، در این حالت، بهره آبشار حداکثر است.

تقریباً مقاومت مقاومت R1 را می توان با فرمول ساده R1 ≈ R2 * h21e / 1.5...1.8 تعیین کرد. ضریب 1.5...1.8 بسته به ولتاژ تغذیه تنظیم می شود: در ولتاژ پایین (نه بیشتر از 9 ولت) مقدار ضریب بیش از 1.5 نیست و با شروع از 50 ولت به 1.8 ... 2.0 نزدیک می شود. اما، در واقع، فرمول آنقدر تقریبی است که اغلب باید مقاومت R1 انتخاب شود، در غیر این صورت مقدار مورد نیاز Epit/2 در کلکتور به دست نمی آید.

مقاومت کلکتور R2 به عنوان شرط مشکل مشخص می شود، زیرا جریان کلکتور و بهره آبشار به طور کلی به مقدار آن بستگی دارد: هر چه مقاومت مقاومت R2 بیشتر باشد، بهره بیشتر می شود. اما باید مراقب این مقاومت باشید، جریان کلکتور باید کمتر از حداکثر مجاز برای این نوع ترانزیستور باشد.

مدار بسیار ساده است اما همین سادگی به آن خواص منفی نیز می دهد و باید برای این سادگی هزینه کنید. در مرحله اول، بهره آبشار به نمونه خاص ترانزیستور بستگی دارد: اگر ترانزیستور را در حین تعمیر تعویض کردید، بایاس را دوباره انتخاب کنید، آن را به نقطه کار بیاورید.

ثانیاً به دمای محیط بستگی دارد - با افزایش دما جریان کلکتور معکوس Iko افزایش می یابد که منجر به افزایش جریان کلکتور می شود. و پس نیمی از ولتاژ تغذیه در کلکتور Epit/2، همان نقطه عملیاتی کجاست؟ در نتیجه ترانزیستور حتی بیشتر گرم می شود و پس از آن از کار می افتد. برای خلاص شدن از شر این وابستگی، یا حداقل کاهش آن به حداقل، عناصر بازخورد منفی اضافی - OOS - وارد آبشار ترانزیستور می شوند.

شکل 6 مداری با ولتاژ بایاس ثابت را نشان می دهد.

شکل 6.

به نظر می رسد که تقسیم کننده ولتاژ Rb-k، Rb-e بایاس اولیه مورد نیاز آبشار را فراهم می کند، اما در واقع، چنین آبشاری تمام معایب یک مدار با جریان ثابت را دارد. بنابراین، مدار نشان داده شده فقط یک تغییر از مدار جریان ثابت نشان داده شده در شکل 5 است.

مدارهای تثبیت شده با دما

هنگام استفاده از مدارهای نشان داده شده در شکل 7 وضعیت تا حدودی بهتر است.

شکل 7.

در یک مدار تثبیت شده توسط کلکتور، مقاومت بایاس R1 نه به منبع تغذیه، بلکه به کلکتور ترانزیستور متصل است. در این حالت، اگر جریان معکوس با افزایش دما افزایش یابد، ترانزیستور با شدت بیشتری باز می شود و ولتاژ روی کلکتور کاهش می یابد. این کاهش منجر به کاهش ولتاژ بایاس عرضه شده به پایه از طریق R1 می شود. ترانزیستور شروع به بسته شدن می کند، جریان کلکتور به مقدار قابل قبولی کاهش می یابد و موقعیت نقطه کار بازیابی می شود.

کاملاً بدیهی است که چنین اقدام تثبیتی منجر به کاهش مقداری در بهره آبشار می شود، اما این مهم نیست. بهره گم شده معمولاً با افزایش تعداد مراحل تقویت اضافه می شود. اما چنین حفاظت محیطی به شما امکان می دهد تا محدوده دمای عملیاتی آبشار را به میزان قابل توجهی گسترش دهید.

طراحی مدار یک آبشار با تثبیت امیتر تا حدودی پیچیده تر است. خواص تقویت کننده چنین آبشاری ها در محدوده دمایی حتی گسترده تر از مدار تثبیت شده با کلکتور بدون تغییر باقی می ماند. و یک مزیت غیرقابل انکار دیگر این است که هنگام تعویض ترانزیستور، نیازی به انتخاب مجدد حالت های عملیات آبشار نیست.

مقاومت امیتر R4 که تثبیت دما را فراهم می کند، بهره آبشاری را نیز کاهش می دهد. این برای DC است. به منظور از بین بردن تأثیر مقاومت R4 بر تقویت جریان متناوب، مقاومت R4 توسط خازن Ce شنت می شود که برای جریان متناوب نشان دهنده مقاومت ناچیز است. مقدار آن توسط محدوده فرکانس تقویت کننده تعیین می شود. اگر این فرکانس ها در محدوده صوتی قرار داشته باشند، ظرفیت خازن می تواند از واحد تا ده ها و حتی صدها میکروفاراد باشد. برای فرکانس های رادیویی این در حال حاضر صدم یا هزارم است، اما در برخی موارد مدار بدون این خازن به خوبی کار می کند.

برای درک بهتر نحوه عملکرد تثبیت امیتر، باید مدار اتصال یک ترانزیستور با کلکتور مشترک را در نظر بگیریم.

مداری با کلکتور مشترک (OC) در شکل 8 نشان داده شده است. این مدار قطعه ای از شکل 2، از قسمت دوم مقاله است که هر سه مدار را برای اتصال ترانزیستورها نشان می دهد.

شکل 8.

بار آبشار مقاومت امیتر R2 است، سیگنال ورودی از طریق خازن C1 تامین می شود و سیگنال خروجی از طریق خازن C2 حذف می شود. در اینجا می توانید بپرسید که چرا این طرح OK نامیده می شود؟ از این گذشته، اگر مدار OE را به خاطر بیاورید، به وضوح می توانید ببینید که امیتر به سیم مشترک مدار متصل است، نسبت به آن سیگنال ورودی تامین می شود و سیگنال خروجی حذف می شود.

در مدار OK کلکتور به سادگی به منبع تغذیه متصل می شود و در نگاه اول به نظر می رسد که ربطی به سیگنال های ورودی و خروجی ندارد. اما در واقع منبع EMF (باتری) مقاومت داخلی بسیار کمی دارد؛ برای سیگنال عملاً یک نقطه، همان تماس است.

عملکرد مدار OK را می توان با جزئیات بیشتری در شکل 9 بررسی کرد.

شکل 9.

مشخص است که برای ترانزیستورهای سیلیکونی ولتاژ انتقال b-e در محدوده 0.5 ... 0.7 ولت است، بنابراین می توانید آن را به طور متوسط 0.6 ولت در نظر بگیرید، اگر نمی خواهید محاسبات را با دقت یک دهم انجام دهید. درصد بنابراین، همانطور که در شکل 9 مشاهده می شود، ولتاژ خروجی همیشه با مقدار Ub-e، یعنی همان 0.6 ولت، کمتر از ولتاژ ورودی خواهد بود. برخلاف مدار OE، این مدار سیگنال ورودی را معکوس نمی کند، به سادگی آن را تکرار می کند و حتی 0.6 ولت آن را کاهش می دهد. به این مدار پیرو امیتر نیز می گویند. چرا چنین طرحی مورد نیاز است، چه فایده ای دارد؟

مدار OK سیگنال جریان را h21e بار تقویت می کند که نشان می دهد مقاومت ورودی مدار h21e برابر بیشتر از مقاومت در مدار امیتر است. به عبارت دیگر، بدون ترس از سوختن ترانزیستور، می توانید ولتاژ را مستقیماً به پایه (بدون مقاومت محدود کننده) تامین کنید. فقط پین پایه را بگیرید و آن را به گذرگاه برق +U وصل کنید.

امپدانس ورودی بالا به شما امکان می دهد یک منبع ورودی امپدانس (امپدانس) بالا مانند پیکاپ پیزوالکتریک را متصل کنید. اگر چنین پیکاپی مطابق مدار OE به یک آبشار متصل شود، امپدانس ورودی پایین این مرحله به سادگی سیگنال پیکاپ را "کاشت" می کند - "رادیو پخش نمی شود".

ویژگی متمایز مدار OK این است که جریان کلکتور Ik آن فقط به مقاومت بار و ولتاژ منبع سیگنال ورودی بستگی دارد. در این حالت، پارامترهای ترانزیستور اصلاً نقشی در اینجا ندارند. گفته می شود که چنین مدارهایی با فیدبک ولتاژ 100% پوشش داده می شوند.

همانطور که در شکل 9 نشان داده شده است، جریان در بار امیتر (معروف به جریان امیتر) In = Iк + Ib. با در نظر گرفتن اینکه جریان پایه Ib نسبت به جریان کلکتور Ik ناچیز است، می توان فرض کرد که جریان بار برابر با جریان کلکتور Il = Ik است. جریان در بار (Uin - Ube)/Rn خواهد بود. در این صورت فرض می کنیم که Ube شناخته شده است و همیشه برابر با 0.6 ولت است.

نتیجه این است که جریان کلکتور Ik = (Uin - Ube)/Rn فقط به ولتاژ ورودی و مقاومت بار بستگی دارد. مقاومت بار را می توان در محدوده های وسیع تغییر داد، با این حال، نیازی به غیرت خاصی ندارید. از این گذشته ، اگر به جای Rn یک میخ بگذارید - صد متر مربع ، هیچ ترانزیستوری آن را تحمل نمی کند!

مدار OK اندازه گیری ضریب انتقال جریان ساکن h21e را بسیار آسان می کند. نحوه انجام این کار در شکل 10 نشان داده شده است.

شکل 10.

ابتدا، جریان بار باید همانطور که در شکل 10a نشان داده شده است اندازه گیری شود. در این حالت، همانطور که در شکل نشان داده شده است، نیازی به اتصال پایه ترانزیستور به جایی نیست. پس از این، جریان پایه مطابق شکل 10b اندازه گیری می شود. در هر دو مورد، اندازه‌گیری‌ها باید در مقادیر یکسان انجام شوند: آمپر یا میلی‌آمپر. ولتاژ منبع تغذیه و بار باید برای هر دو اندازه گیری ثابت بماند. برای فهمیدن ضریب انتقال جریان ساکن، کافی است جریان بار را بر جریان پایه تقسیم کنید: h21e ≈ In/Ib.

لازم به ذکر است که با افزایش بار جریان h21e اندکی کاهش می یابد و با افزایش ولتاژ تغذیه افزایش می یابد. دنبال کننده های امیتر اغلب در یک مدار فشار کش با استفاده از جفت ترانزیستورهای مکمل ساخته می شوند که قدرت خروجی دستگاه را افزایش می دهد. چنین دنبال کننده امیتر در شکل 11 نشان داده شده است.

شکل 11.

شکل 12.

روشن کردن ترانزیستورها طبق مداری با پایه OB مشترک

این مدار فقط بهره ولتاژ را فراهم می کند، اما خواص فرکانس بهتری در مقایسه با مدار OE دارد: همان ترانزیستورها می توانند در فرکانس های بالاتر کار کنند. کاربرد اصلی مدار OB تقویت کننده های آنتن برای باندهای UHF است. مدار تقویت کننده آنتن در شکل 12 نشان داده شده است.

یکی از متداول ترین الزامات هنگام اصلاح منابع تغذیه، افزایش جریان یا توان خروجی است. این اغلب می تواند به دلیل هزینه و دشواری طراحی و ساخت یک منبع جدید باشد. بیایید به چندین روش برای افزایش توان خروجی منابع موجود نگاه کنیم.

اولین چیزی که به طور کلی به ذهن می رسد اتصال موازی ترانزیستورهای قدرتمند است. در یک تنظیم کننده خطی، این به ترانزیستورهای عبوری یا در برخی موارد ترانزیستورهای تنظیم کننده موازی اشاره دارد. در چنین منابعی، اتصال ساده ترمینال های یکسان ترانزیستورها معمولاً به دلیل توزیع ناهموار جریان بین ترانزیستورها، نتیجه عملی نمی دهد. با افزایش دمای عملیاتی، توزیع بار ناهموار حتی بیشتر می شود تا زمانی که تقریباً تمام جریان بار از یکی از ترانزیستورها عبور کند. گزینه پیشنهادی را می توان به شرطی اجرا کرد که ترانزیستورهای موازی دارای مشخصات کاملاً یکسان باشند و در همان دما کار کنند. اجرای این شرط به دلیل تغییرات نسبتاً زیاد در خصوصیات ترانزیستورهای دوقطبی عملاً غیرممکن است.

از طرف دیگر، اگر رگولاتور خطی از ماسفت های پرقدرت استفاده کند، موازی کردن آنها به سادگی کار می کند زیرا این دستگاه ها دارای ضرایب دمایی با علامت متفاوتی در مقایسه با ترانزیستورهای دوقطبی پرقدرت هستند و در معرض انتقال یا توزیع مجدد جریان قوی قرار نخواهند داشت. اما ماسفت‌ها در SMPS بیشتر از رگولاتورهای خطی استفاده می‌شدند (بحث ما در مورد این تنظیم‌کننده‌های غیر سوئیچینگ، بینشی در مورد مشکلات اتصال موازی ترانزیستورها در تنظیم‌کننده‌های سوئیچینگ به دست می‌دهد).

برنج. شکل 17.24 نحوه اتصال موازی ترانزیستورها را در منبع تغذیه خطی یا سوئیچینگ نشان می دهد. مقاومت های کم ارزش موجود در مدارهای امیتر ترانزیستورهای دوقطبی بایاس فردی بین پایه و امیتر را ارائه می دهند که از افزایش نسبت جریان عبوری از هر ترانزیستور جلوگیری می کند. اگرچه استفاده از این مقاومت های به اصطلاح امیتر بالاست در مقابله با توزیع مجدد خطرناک جریان یا افزایش دما بسیار مؤثر است، اما باید از حداقل مقدار مقاومتی که برای این منظور کافی است استفاده شود. در غیر این صورت، قدرت قابل توجهی از بین می رود، که به ویژه در تثبیت کننده های سوئیچینگ نامطلوب است، جایی که مزیت اصلی راندمان بالا است. بنابراین، تعجب آور نیست که مقاومت های امیتر بالاست دارای مقاومت هایی در حد 0.1 اهم، 0.05 اهم یا کمتر باشند، و البته مقدار واقعی در درجه اول به جریان امیتر منبع خاص بستگی دارد. به عنوان یک تخمین، می توانیم مقدار 1// را در نظر بگیریم، جایی که / حداکثر جریان امیتر (یا کلکتور) است.

به جای مقاومت های امیتر، گاهی اوقات می توان توزیع جریان را در ترانزیستورهای دوقطبی متصل موازی با گنجاندن مقاومت های کمی بالاتر در مدار پایه یکسان کرد. معمولا مقاومتی بین 1 تا 10 اهم دارند. اگرچه اتلاف توان کل در این مورد کمتر است، اما راندمان کمتر از هنگام استفاده از مقاومت های امیتر است.

برنج. 17.24. روشی برای اتصال موازی ترانزیستورهای دوقطبی قدرتمند هر گونه تلاش توسط یک ترانزیستور برای عبور جریان یا گرمای بیش از حد توسط ولتاژ بایاس در مقاومت امیتر آن جلوگیری می شود.

در یک تنظیم کننده سوئیچینگ، مراقبت از توزیع جریان در شرایط استاتیکی توصیف شده کافی نیست. پویایی فرآیند سوئیچینگ نیز باید در نظر گرفته شود. این امر مستلزم توجه بیشتر به سازگاری خصوصیات ترانزیستور است. عملاً کشف شده است که دو ترانزیستور پرقدرت از یک نوع و نام می توانند در هنگام سوئیچ کردن متفاوت رفتار کنند، یکی از آنها ممکن است کمی کندتر از دیگری باشد. اگرچه خطر چنین ناهماهنگی را می توان با معرفی مقاومت های امیتر بالاست خنثی کرد، ممکن است مقاومت آنها در مقایسه با مواردی که ویژگی های ترانزیستورها مشابه هستند، بسیار بالا انتخاب شوند. با این حال، حتی اگر ویژگی های دینامیکی ترانزیستورهای جداگانه در یک اتصال موازی کاملاً نزدیک باشد.

اثرات طول هادی نابرابر یا سیم کشی غیر یکسان می تواند تفاوت های قابل توجهی در اتلاف توان ایجاد کند.

اغلب معلوم می شود که می توانید با اتصال دو ترانزیستور دوقطبی به صورت موازی، توان خروجی را دو برابر کنید و به احتمال زیاد، نیازی به ارتقای مرحله درایور نخواهید داشت. با این حال، در موارد دیگر، احتمالاً به جریان بیشتری از راننده نیاز خواهد بود. بنابراین، با سه، چهار یا چند ترانزیستور خروجی در مرحله درایور، اتصال موازی ترانزیستورها نیز مورد نیاز خواهد بود. گاهی اوقات معلوم می شود که استفاده از ترانزیستور با توان نامی بالاتر در دستگاه اصلی مصلحت تر است.

ماسفت های برقی را می توان به صورت موازی بدون مقاومت بالاست متصل کرد. اغلب چهار یا بیشتر از این ترانزیستورها را می توان از یک مرحله درایور که توسط یک ترانزیستور هدایت می شد هدایت کرد. با این حال، روش نشان داده شده در شکل. 17.25، برای جلوگیری از ارتعاشات انگلی در محدوده امواج متر و دسی متر توصیه می شود. دانه های فریت ممکن است نیاز به آزمایش داشته باشند. اغلب تضعیف موثر با وارد کردن دو یا سه دور سیم به دست می آید. روش دیگر استفاده از مقاومت های فیلم کوچک با مقاومت 100 تا 1000 اهم را در مدار دروازه پیشنهاد می کند. دیودهای زنر نشان داده شده در شکل. 17.25 در ساختار ماسفت های ویژه طراحی شده گنجانده شده است. ماسفت های دیگر از این محافظ گیت برخوردار نیستند، اما روش اتصال موازی ثابت می ماند.

مرحله سوئیچینگ ماسفت قدرت نیز می تواند در مدار سری برای تامین ولتاژ خروجی بالاتر استفاده شود. نمودار چنین دستگاهی در شکل نشان داده شده است. 17.26 برای دو ترانزیستور، اما تعداد آنها ممکن است بیشتر باشد. یکی از ویژگی های جالب این روش این است که سیگنال ورودی فقط به یک ماسفت اعمال می شود. این اتفاق می افتد زیرا در شاتر دیگری

ماسفت دارای ولتاژ +15 ولت نسبت به زمین است. این ماسفت به محض اینکه مدار منبع آن توسط ماسفت محرک بسته شود آماده هدایت است. این طراحی اجازه می دهد تا توان عرضه شده به بار در مقایسه با آنچه که از یک ماسفت به دست می آید دو برابر شود. در همان زمان، هر ماسفت در ولتاژ نامی بین تخلیه و منبع کار می کند. مدار I?C در مدار گیت ماسفت بالایی به صورت دینامیکی ولتاژ گیت دو ماسفت را متعادل می کند. در اولین تقریب، R\C\ باید برابر B2C2 باشد،

برنج. 17.26. اتصال سری ماسفت های برق برای دو برابر ولتاژ کار. این روش را می توان به تعداد بیشتری از ماسفت های قدرت تعمیم داد. توجه داشته باشید که سیگنال ماشه فقط به یک گیت اعمال می شود. اگرچه ماسفت اختصاصی قدرت نشان داده شده دارای یک دیود زنر داخلی است، اما اکثر ماسفت های دیگر چنین نیستند. سیلیکونکس.

از زمان ظهور ماسفت های پرقدرت و ولتاژ بالا، پیکربندی سری مانند زمانی که این ترانزیستورها برای اولین بار با ترانزیستورهای دوقطبی رقابت می کردند استفاده نمی شود. علاوه بر این، سهولت ذاتی عملکرد آنها در حالت موازی، مشکلات را در محاسبه مدارها از بین می برد. پیاده‌سازی پیکربندی موازی آسان‌تر است زیرا دستیابی به شرایط دمایی یکسانی که هر دو مدار برای عملکرد بهینه نیاز دارند، آسان‌تر است. گزینه سری ممکن است در سیستم هایی انتخاب شود که ولتاژ کاری DC از مقدار نامی یک ماسفت منفرد بیشتر است.

برخی از ماسفت های قدرت نه تنها معادل دیود زنر را برای محافظت از گیت در مدار ورودی قرار می دهند، بلکه سازندگان این دستگاه ها ممکن است یک دیود "بسته کننده" را در مدار خروجی قرار دهند. به همین دلیل، بسیاری از مدارهای SMPS و کنترل موتور که از ماسفت های قدرت استفاده می کنند، شامل دیود گیره معمولی که در مدار BJT استفاده می شود، نیستند. این می تواند یک مزیت اضافی در نظر گرفته شود، زیرا تعداد قطعات مورد استفاده کاهش می یابد و هزینه کاهش می یابد. هنگامی که از یک اتصال موازی برای افزایش کنترل توان استفاده می شود، این امر می تواند به ویژه مهم باشد زیرا به یک دیود "خارجی" با جریان بالا و گران قیمت نیاز نیست. با این حال، مشخصات سازنده باید بررسی شود تا مشخص شود که آیا دستگاه مورد استفاده برای کاربرد خاص مناسب است یا خیر. در برخی موارد، یک دیود شاتکی خارجی یا بازیابی سریع ممکن است برای ارائه سرعت های سوئیچینگ بسیار بالا برای بارهای القایی مورد نیاز باشد.

روش افزایش توان خروجی با استفاده از ترانزیستورهای مکمل قبلاً با استفاده از مثال ترانزیستورهای دوقطبی ذکر شده است (شکل 2.8 و 2.12). تا همین اواخر، مدارهای ساده و عملکرد خوب این روش تنها با استفاده از ترانزیستورهای قدرت دوقطبی در دسترس بودند، جایی که جفت ترانزیستورهای prp و ppr همسان وجود داشت. با این حال، اکنون چندین تولیدکننده ماسفت های I-channel را در بازار قرار داده اند که دارای ویژگی هایی هستند که مشابه ماسفت های I-channel هستند، به طوری که می توان مدارها را با استفاده از ماسفت های برق مکمل ساخت. اگرچه مدارهای ترانزیستور دوقطبی نشان داده شده در شکل. 2.8 و شکل. 2.12 نوسانگرهای هسته اشباع پذیر هستند، شایان ذکر است که برای به دست آوردن اینورترها یا مبدل های برانگیخته خارجی فقط تغییرات جزئی در مدار و حالت کار لازم است. علاوه بر این، با استفاده از مدارهای بازخورد و کنترل مشابه آنچه در سایر تثبیت کننده ها استفاده می شود، می توان به منابع تثبیت شده پی برد.

در حال حاضر چندین شرکت نیمه هادی مانند International Rectifier، Intersil، Supertex و Westinghouse وجود دارند که ماسفت های قدرتی مناسب برای کاربردهای مدار مکمل تولید می کنند. موانعی که ظهور ترانزیستورهای قدرت مبتنی بر سیلیکون را به تعویق انداخت در تولید ماسفت های کانال I چندان جدی نیستند. بنابراین، ما می‌توانیم انتظار داشته باشیم که شرکت‌های دیگر به زودی دستگاه‌های حاوی یک جفت ماسفت مکمل را برای تغییر برنامه‌ها بفروشند.

طرح دیگری که در آن قدرت ها اضافه می شوند در شکل نشان داده شده است. 17.27. در اینجا، خروجی های مراحل خروجی یکسان به صورت سری به هم متصل می شوند، که به شما امکان می دهد بدون استفاده از مقاومت های بالاست، قابلیت های ترانزیستورها را به طور موثر ترکیب کنید. این یک راه عالی برای جلوگیری از نیاز به ترانزیستورهای پرقدرت است که با ولتاژ یا درجه جریان بالاتر کار می کنند - چنین دستگاه هایی ممکن است در دسترس نباشند یا بسیار گران باشند. بهتر است این دستگاه را در مرحله اولیه طراحی یک اینورتر یا منبع تثبیت شده در نظر بگیرید، سپس به راحتی می توان سیم پیچ ورودی و خروجی ترانسفورماتورها را تعیین کرد. فازبندی سیم پیچ های ثانویه ترانسفورماتورهای خروجی باید به گونه ای باشد که ولتاژهای خروجی با هم جمع شوند. دریافت سهم برابر جریان از ترانزیستورهای قدرت نسبتاً آسان است و اگر همه ترانزیستورها در یک دما کار کنند خوب است. این معمولا با استفاده از یک رادیاتور مشترک به دست می آید. در این رابطه، یک مدار جمع کننده مشترک، به جای مدار امیتر مشترک نشان داده شده در شکل، ترجیح داده می شود، زیرا هیچ عایق بین بدنه ترانزیستور و هیت سینک مورد نیاز نیست.

برنج. 17.27. مداری برای دو برابر کردن توان خروجی یک اینورتر یا تثبیت کننده سوئیچینگ. این روش به ترانزیستورهای ولتاژ بالا یا جریان بالا گران قیمت یا غیرقابل دسترس نیاز ندارد. برخلاف مدارهای با اتصال موازی ترانزیستورها، مقاومت بالاست که توان را از بین می برد در اینجا مورد نیاز نیست.

از معایب این روش می توان به هزینه بالا و همچنین افزایش ابعاد و وزن اشاره کرد. این درست است زیرا دو ترانسفورماتور گران تر از ترانسفورماتور با دو برابر قدرت هستند. ابعاد دو ترانسفورماتور معمولاً از ابعاد یک ترانسفورماتور با همان قدرت بیشتر است. مهم بودن یا نبودن این عوامل البته به شرایط خاص مربوط به ویژگی های سیستم بستگی دارد.

اگرچه در شکل. 17.27 دو مرحله خروجی را نشان می دهد؛ مراحل بیشتری را می توان ترکیب کرد. اما ایده اصلی ارائه شده در اینجا نباید با نسخه نشان داده شده در شکل 2 اشتباه گرفته شود. 2.10، که در آن از یک ترانسفورماتور خروجی استفاده می شود و جفت ترانزیستورهای خروجی به صورت سری نسبت به منبع ولتاژ ثابت متصل می شوند. طرح در شکل 17.27 برای اینورترهای با تحریک خارجی و SMPS ترجیح داده می شود و مدار در شکل. 2-10 برای اجرای یک اینورتر هسته اشباع بهتر است. در نمودار نشان داده شده در شکل. 17.27، می توانید از یک هسته برای همه ترانسفورماتورهای ورودی و یکی برای ترانسفورماتورهای خروجی استفاده کنید. البته این درست است، اما استفاده از ترانسفورماتورهای جداگانه همانطور که در شکل نشان داده شده است به نظر می رسد برای آزمایش، ارزیابی، اندازه گیری و بهره برداری بسیار منطقی باشد.

نمونه ای از انعطاف پذیری مدار در شکل. 17.27 توانایی استفاده از ترانزیستورهای قدرتمند /?/7/? به عنوان یکی از جفت ها است. اگرچه این منجر به ایجاد مداری با ترانزیستورهای مکمل به معنای معمول نمی شود، اما در برخی موارد بدست آوردن توان کل مورد نیاز آسان تر است. برای جریان متناوب، عملکرد مدار تغییر نکرده است.

یک روش جالب برای دو برابر کردن جریان خروجی و در نتیجه توان خروجی یک رگولاتور سوئیچینگ تک ترانزیستوری در شکل نشان داده شده است. 17.28. سیگنال به ترانزیستور سوئیچینگ اضافی Q2 نسبت به سیگنال ارائه شده به ترانزیستور اصلی Q 180** جابجا می شود. این تغییر فاز توسط ترانسفورماتور 71 انجام می شود. اگرچه نسبت دورهای اولیه به ثانویه را می توان 1 در نظر گرفت، امپدانس های ورودی پایین ترانزیستورها معمولاً نیاز به استفاده از ترانسفورماتور کاهنده برای نتایج بهینه دارند. در این حالت، سیم‌پیچ ثانویه با شیر مرکزی ولتاژ کمتری را در پایه هر ترانزیستور نسبت به سیم‌پیچ اولیه ارائه می‌کند. (به علاوه، احتمال خرابی معکوس اتصالات امیتر ترانزیستورها را کاهش می دهد. گنجاندن یک مقاومت کم مقاومت در مدار پایه (در شکل نشان داده نشده است) ممکن است مفید باشد.)

شما همچنین به یک سلف L2 مشابه سیم پیچ L\ نیاز دارید.یک دیود "گیره" اضافی D2 مشابه دیود D\ است. دوبرابر کردن جریان خروجی تثبیت کننده تنها مزیت ترانزیستور سوئیچینگ اضافی نیست. در این طرح، فرکانس ضربان ها دو برابر شده و دامنه آنها به نصف کاهش می یابد. بنابراین، با همان ظرفیت خازن خروجی C1، ولتاژ DC تمیزتر در خروجی تثبیت کننده داریم. گزینه دیگر حفظ مشخصات مدار تک ترانزیستوری با کاهش ظرفیت خازن C1 است. این گزینه به شما امکان می دهد تا اندازه و هزینه را کمی کاهش دهید. اگر این تکنیک را در اوایل طراحی دنبال کنید، می‌توانید ترانزیستورهای سوئیچینگ ارزان‌تری را انتخاب کنید زیرا هر کدام باید با نصف فرکانس ریپل خروجی سوئیچ کنند.

برنج. 17.28. روش دو برابر کردن جریان خروجی تثبیت کننده سوئیچینگ. این روش نه تنها توان خروجی را افزایش می دهد، بلکه ریپل ولتاژ خروجی را نیز کاهش می دهد. (الف) مدار ساده شده یک رگولاتور سوئیچینگ معمولی. (ب) مدار اصلاح شده برای دو برابر کردن جریان خروجی.

برای استفاده از این مدار، منبع ولتاژ DC تنظیم نشده باید دو برابر جریان مورد نیاز رگولاتور تک ترانزیستوری را تامین کند. طرح ها در شکل 17.28 A و B تثبیت کننده هایی با یک سیگنال هیجان انگیز خارجی با فرکانس ثابت هستند. اگر از این روش در یک تثبیت کننده خود نوسانی استفاده کنید، ممکن است با مشکلاتی مواجه شوید و طبیعتاً نیاز به اصلاح تجربی خواهد بود. این به این دلیل است که فرکانس ریپل مورد استفاده در مدار بازخورد دو برابر فرکانس سوئیچینگ است.

نکته ظریف هنگام خرید چاپگر (2017/07/08). →قبلا سردرد وحشتناکی از طراحی مدار در زمینه منطق عملکرد ترانزیستور و با تاکید عملی وجود داشت. زمان اتصال موازی ترانزیستورهای اثر میدانی و دوقطبی فرا رسیده است؛ در نتیجه آزمایشات، خواص عجیب ترانزیستورهای اثر میدانی کشف شد.

در مورد ترانزیستورهای اثر میدان، به مقاومت های تساوی نیازی نیست. اما نکته ظریف دیگری کشف شد: هر چه تعداد ترانزیستورها در یک اتصال موازی بیشتر باشد، باز کردن آنها کمی بیشتر طول می کشد. اندازه‌گیری‌ها روی یک و سه ترانزیستور AUIRFU4104 انجام شد (استقامت، حتی در صورت باز شدن جزئی نمی‌تواند آنها را بکشد). تست: 5.18 ولت، 0.21 اهم، ترانزیستور. جریان نهایی به دلیل گرم شدن سیم ها و افت روی ترانزیستورها کمتر از 24.6 آمپر بود، اما حداقل 17 آمپر بود:
- هنگام استفاده از ولتاژ مشابه روی دروازه مانند تخلیه (مثبت)، ترانزیستورها به آرامی شروع به باز شدن می کنند و به حالت اشباع نمی رسند (3.3 ولت قطره). و این با یک ولتاژ آستانه باز اعلام شده 2-4 ولت است (شاید این آستانه باز شدن پایین باشد: حداقل و حداکثر حداقل ولتاژ شروع باز). هیچ مقاومت دروازه ای وجود ندارد و این به فرآیند آسیب نمی رساند. اتصال 910 کیلو اهم در هر گیت بر روی سرعت روشن شدن ترانزیستورها تأثیر می گذارد، اما نه بر نرخ افت ولتاژ نهایی ترانزیستورها. ترانزیستورها آنقدر داغ می شوند که قلع نشت می کنند. بسته نرم افزاری 10 درصد کندتر از یک ترانزیستور جداگانه باز می شود.
- هنگام استفاده از ولتاژی در دروازه که بیش از تخلیه (12 ولت) است، ترانزیستورها فوراً وارد حالت اشباع می شوند، افت تنها 0.2 ولت در کل دسته است. مقاومت C5-16MV 0.2Ohm/2W پس از 10 ثانیه با نوعی حفره در هوا منفجر شد (این اولین بار است که مقاومتی با پرکننده می بینم). ترانزیستورها کمتر از 50 درجه گرم می شوند و تک<100 градусов. Резистор на затворе отсутствует, и это не вредит процессу.

(اضافه شده در 2017/07/07)افت ولتاژ در کلیدهای میدان مشخص شده است: 3.3 ولت. برای تایید تئوری بازخورد منفی در افراد دوقطبی، یک آزمون عملی لازم است (همانطور که در این مورد وجود داشت

به معنای واقعی کلمه بلافاصله پس از ظهور دستگاه های نیمه هادی، مثلاً ترانزیستورها، آنها به سرعت شروع به جابجایی دستگاه های خلاء الکتریکی و به ویژه ترایودها کردند. در حال حاضر، ترانزیستورها موقعیت پیشرو در فناوری مدار را اشغال می کنند.

یک مبتدی و گاهی اوقات حتی یک طراح رادیو آماتور با تجربه، بلافاصله نمی تواند راه حل مدار مورد نظر را پیدا کند یا هدف عناصر خاصی را در مدار درک کند. با در دست داشتن مجموعه ای از "آجر" با خواص شناخته شده، ساختن "ساختمان" یک یا دستگاه دیگر بسیار ساده تر است.

بدون پرداختن به جزئیات در مورد پارامترهای ترانزیستور (مثلاً در ادبیات مدرن در این مورد به اندازه کافی نوشته شده است)، ما فقط ویژگی های فردی و راه های بهبود آنها را در نظر خواهیم گرفت.

یکی از اولین مشکلاتی که یک توسعه دهنده با آن مواجه است افزایش قدرت ترانزیستور است. با اتصال ترانزیستورها به صورت موازی () می توان آن را حل کرد. مقاومت های یکسان کننده جریان در مدارهای امیتر به توزیع یکنواخت بار کمک می کند.

به نظر می رسد که اتصال ترانزیستورها به صورت موازی نه تنها برای افزایش قدرت هنگام تقویت سیگنال های بزرگ، بلکه برای کاهش نویز هنگام تقویت سیگنال های ضعیف مفید است. سطح نویز به نسبت جذر تعداد ترانزیستورهای متصل به موازات کاهش می یابد.

حفاظت از اضافه جریان به راحتی با معرفی یک ترانزیستور اضافی () حل می شود. نقطه ضعف چنین ترانزیستور خود محافظتی کاهش بازده به دلیل وجود سنسور جریان R است. یک گزینه بهبود احتمالی در نشان داده شده است. به لطف معرفی دیود ژرمانیوم یا دیود شاتکی، می توان مقدار مقاومت R را چندین بار کاهش داد و در نتیجه توان اتلاف شده روی آن را کاهش داد.

برای محافظت در برابر ولتاژ معکوس، یک دیود معمولاً به موازات پایانه های امیتر-کلکتور متصل می شود، به عنوان مثال، در ترانزیستورهای کامپوزیت مانند KT825، KT827.

هنگامی که ترانزیستور در حالت سوئیچینگ کار می کند، زمانی که نیاز به تغییر سریع از حالت باز به حالت بسته و برگشت است، گاهی اوقات از مدار RC اجباری () استفاده می شود. در لحظه باز شدن ترانزیستور، شارژ خازن جریان پایه آن را افزایش می دهد که به کاهش زمان روشن شدن کمک می کند. ولتاژ دو سر خازن به افت ولتاژ مقاومت پایه ناشی از جریان پایه می رسد. در لحظه بسته شدن ترانزیستور، خازن که تخلیه می شود، جذب حامل های اقلیت در پایه را تقویت می کند و زمان خاموش شدن را کاهش می دهد.

می توانید رسانایی ترانزیستور (نسبت تغییر در جریان کلکتور (تخلیه) به تغییر ولتاژ در پایه (دریچه) که باعث آن در Uke Usi ثابت شده است)) با استفاده از مدار دارلینگتون (). یک مقاومت در مدار پایه ترانزیستور دوم (ممکن است وجود نداشته باشد) برای تنظیم جریان کلکتور ترانزیستور اول استفاده می شود. ترانزیستور کامپوزیتی مشابه با مقاومت ورودی بالا (به دلیل استفاده از ترانزیستور اثر میدان) در ارائه شده است. ترانزیستورهای کامپوزیت نشان داده شده در شکل. و بر روی ترانزیستورهایی با رسانایی متفاوت مطابق مدار Szyklai مونتاژ می شوند.

معرفی ترانزیستورهای اضافی به مدارهای دارلینگتون و سیکلای، همانطور که در شکل نشان داده شده است. و مقاومت ورودی مرحله دوم را برای جریان متناوب و بر این اساس ضریب انتقال را افزایش می دهد. کاربرد یک محلول مشابه در ترانزیستورها شکل. و مدارها را می دهد و به ترتیب رسانایی ترانزیستور را خطی می کند.

یک ترانزیستور باند پهن با سرعت بالا در ارائه شده است. افزایش عملکرد در نتیجه کاهش اثر میلر به روشی مشابه به دست آمد.

ترانزیستور "الماس" طبق حق ثبت اختراع آلمان در ارائه شده است. گزینه های ممکن برای فعال کردن آن نشان داده شده است. یکی از ویژگی های این ترانزیستور عدم وجود وارونگی در کلکتور است. بنابراین ظرفیت بار مدار دو برابر می شود.

یک ترانزیستور کامپوزیت قدرتمند با ولتاژ اشباع حدود 1.5 ولت در شکل 24 نشان داده شده است. قدرت ترانزیستور را می توان با جایگزینی ترانزیستور VT3 با ترانزیستور کامپوزیت () به میزان قابل توجهی افزایش داد.

استدلال مشابهی را می توان برای یک ترانزیستور نوع p-n-p و همچنین یک ترانزیستور اثر میدانی با کانال نوع p انجام داد. هنگام استفاده از ترانزیستور به عنوان یک عنصر تنظیم کننده یا در حالت سوئیچینگ، دو گزینه برای اتصال بار ممکن است: در مدار کلکتور () یا در مدار امیتر ().

همانطور که از فرمول های بالا مشخص است، کمترین افت ولتاژ و بر این اساس حداقل اتلاف توان، روی یک ترانزیستور ساده با بار در مدار کلکتور است. استفاده از ترانزیستور کامپوزیت دارلینگتون و سیکلای با بار در مدار کلکتور معادل است. ترانزیستور دارلینگتون ممکن است مزیتی داشته باشد اگر کلکتورهای ترانزیستورها با هم ترکیب نشوند. هنگامی که یک بار به مدار امیتر متصل می شود، مزیت ترانزیستور Siklai آشکار است.

ادبیات:

1. Stepanenko I. مبانی تئوری ترانزیستورها و مدارهای ترانزیستور. - م.: انرژی، 1977.
2. ثبت اختراع ایالات متحده 4633100: Publ. 20-133-83.
3. ع.س. 810093.
4. ثبت اختراع ایالات متحده 4،730،124: انتشارات 22-133-88. - ص 47.

1. افزایش قدرت ترانزیستور.

برای توزیع یکنواخت بار به مقاومت در مدارهای امیتر نیاز است. سطح نویز به نسبت جذر تعداد ترانزیستورهای متصل به موازات کاهش می یابد.

2. حفاظت در برابر جریان بیش از حد.

نقطه ضعف آن کاهش راندمان به دلیل وجود سنسور جریان R است.

گزینه دیگر این است که به لطف معرفی دیود ژرمانیوم یا دیود شاتکی می توان مقدار مقاومت R را چندین برابر کاهش داد و توان کمتری روی آن تلف می شود.

3. ترانزیستور کامپوزیت با مقاومت خروجی بالا.

به دلیل اتصال کاسکودی ترانزیستورها، اثر میلر به میزان قابل توجهی کاهش می یابد.

مدار دیگر - به دلیل جدا شدن کامل ترانزیستور دوم از ورودی و تامین تخلیه ترانزیستور اول با ولتاژی متناسب با ورودی، ترانزیستور کامپوزیت دارای مشخصات دینامیکی حتی بالاتری است (تنها شرط این است که ترانزیستور دوم باید دارای ولتاژ قطع بالاتر). ترانزیستور ورودی را می توان با یک ترانزیستور دوقطبی جایگزین کرد.

4. محافظت از ترانزیستور از اشباع عمیق.

جلوگیری از بایاس رو به جلو اتصال پایه-کلکتور با استفاده از دیود شاتکی.

یک گزینه پیچیده تر، طرح بیکر است. هنگامی که ولتاژ کلکتور ترانزیستور به ولتاژ پایه می رسد، جریان پایه "اضافی" از طریق اتصال کلکتور تخلیه می شود و از اشباع آن جلوگیری می کند.