هنگامی که توسعه دهنده هر دستگاهی با این سوال روبرو می شود "چگونه ولتاژ مورد نیاز را بدست آوریم؟"، پاسخ معمولا ساده است - یک تثبیت کننده خطی. مزیت بدون شک آنها هزینه کم و حداقل سیم کشی آنها است. اما در کنار این مزایا، آنها یک اشکال دارند - گرمایش قوی. تثبیت کننده های خطی مقدار زیادی انرژی گرانبها را به گرما تبدیل می کنند. بنابراین، استفاده از چنین تثبیت کننده هایی در دستگاه های باتری دار توصیه نمی شود. اقتصادی تر هستند مبدل های DC-DC. این چیزی است که ما در مورد آن صحبت خواهیم کرد.

نمای پشتی:

همه چیز قبلاً در مورد اصول عملکرد قبل از من گفته شده است ، بنابراین من در مورد آن صحبت نمی کنم. فقط این را بگویم که چنین مبدل هایی در مبدل های Step-up (step-up) و step-down (step-down) وجود دارند. البته من به دومی علاقه داشتم. در تصویر بالا می توانید ببینید چه اتفاقی افتاده است. مدارهای مبدل با دقت توسط من از دیتاشیت ترسیم شدند :-) بیایید با مبدل Step-Down شروع کنیم:

همانطور که می بینید، هیچ چیز پیچیده ای نیست. مقاومت‌های R3 و R2 یک تقسیم‌کننده تشکیل می‌دهند که ولتاژ از آن برداشته می‌شود و به پایه فیدبک ریزمدار عرضه می‌شود. MC34063.بر این اساس با تغییر مقادیر این مقاومت ها می توان ولتاژ خروجی مبدل را تغییر داد. مقاومت R1 برای محافظت از ریزمدار از خرابی در صورت اتصال کوتاه عمل می کند. اگر به جای آن یک جامپر را لحیم کنید، حفاظت غیرفعال می شود و مدار ممکن است دود جادویی را منتشر کند که تمام وسایل الکترونیکی روی آن کار می کنند. :-) هر چه مقاومت این مقاومت بیشتر باشد، مبدل جریان کمتری می تواند ارائه دهد. با مقاومت 0.3 اهم، جریان از نیم آمپر تجاوز نخواهد کرد. ضمناً تمام این مقاومت ها توسط من قابل محاسبه است. من چوک را آماده برداشتم، اما هیچکس من را منع نمی کند که خودم آن را باد کنم. نکته اصلی این است که جریان مورد نیاز را دارد. دیود نیز هر شاتکی و همچنین برای جریان مورد نیاز است. به عنوان آخرین راه حل، می توانید دو دیود کم مصرف را موازی کنید. ولتاژ خازن در نمودار نشان داده نشده است، آنها باید بر اساس ولتاژ ورودی و خروجی انتخاب شوند. بهتر است آن را با رزرو دو برابر بگیرید.
مبدل Step-UP تفاوت های جزئی در مدار خود دارد:

الزامات برای قطعات مانند استپ پایین است. در مورد کیفیت ولتاژ خروجی حاصل، کاملاً پایدار است و موج‌ها، همانطور که می‌گویند، کوچک هستند. (از آنجایی که هنوز اسیلوسکوپ ندارم، نمی توانم در مورد ریپل ها بگویم). سوالات، پیشنهادات در نظرات.

امروزه، بسیاری از تثبیت کننده های جریان LED ریز مدار ظاهر شده اند، اما همه آنها، به عنوان یک قاعده، بسیار گران هستند. و از آنجایی که نیاز به چنین تثبیت کننده هایی به دلیل تکثیر LED های پرقدرت زیاد است، باید به دنبال گزینه هایی برای ارزان تر کردن آنها باشیم.

در اینجا نسخه دیگری از استابلایزر را بر اساس چیپ تثبیت کننده کلید رایج و ارزان MC34063 ارائه می دهیم. نسخه پیشنهادی با مدارهای تثبیت کننده از قبل شناخته شده در این ریزمدار با گنجاندن کمی غیر استاندارد آن متفاوت است، که امکان افزایش فرکانس کاری و اطمینان از پایداری حتی در مقادیر کم اندوکتانس سلف و خازن خروجی را ممکن می کند.

ویژگی های میکرو مدار - PWM یا PWM؟

ویژگی ریز مدار این است که هم PWM است و هم رله! علاوه بر این، شما می توانید برای خودتان انتخاب کنید که چه خواهد بود.

سند AN920-D که این ریزمدار را با جزئیات بیشتری توصیف می کند، تقریباً موارد زیر را بیان می کند (نمودار عملکردی ریز مدار را در شکل 2 ببینید).

هنگام شارژ کردن خازن زمان بندی، یک خازن منطقی در یک ورودی عنصر منطقی "AND" تنظیم می شود که ماشه را کنترل می کند. اگر ولتاژ خروجی تثبیت کننده کمتر از اسمی باشد (در ورودی با ولتاژ آستانه 1.25 ولت) ، در ورودی دوم همان عنصر نیز یک ولتاژ منطقی تنظیم می شود. در این حالت، یک واحد منطقی نیز در خروجی عنصر و در ورودی "S" ماشه تنظیم می شود (سطح فعال در ورودی "S" منطقی 1 است) و در خروجی آن "Q" تنظیم می شود. یک منطقی ظاهر می شود که ترانزیستورهای کلیدی را باز می کند.

هنگامی که ولتاژ در خازن تنظیم فرکانس به آستانه بالایی می رسد، شروع به تخلیه می کند و یک صفر منطقی در اولین ورودی عنصر منطقی "AND" ظاهر می شود. همان سطح به ورودی تنظیم مجدد تریگر (سطح فعال در ورودی "R" منطق 0 است) عرضه می شود و آن را بازنشانی می کند. یک صفر منطقی در خروجی "Q" ماشه ظاهر می شود و ترانزیستورهای کلید بسته می شوند.
سپس چرخه تکرار می شود.

نمودار عملکردی نشان می دهد که این توصیف فقط برای مقایسه کننده جریان اعمال می شود که از نظر عملکردی به نوسانگر اصلی (که توسط ورودی 7 میکرو مدار کنترل می شود) متصل است. اما خروجی مقایسه کننده ولتاژ (که توسط ورودی 5 کنترل می شود) چنین "امتیازاتی" ندارد.

معلوم می شود که در هر سیکل مقایسه کننده جریان می تواند هم ترانزیستورهای کلیدی را باز کند و هم آنها را ببندد، البته اگر مقایسه کننده ولتاژ اجازه دهد. اما خود مقایسه کننده ولتاژ فقط می تواند مجوز یا ممنوعیت باز کردن را صادر کند که فقط در چرخه بعدی قابل پردازش است.

نتیجه این است که اگر ورودی مقایسه‌کننده جریان (پایه‌های 6 و 7) را اتصال کوتاه کنید و فقط مقایسه‌کننده ولتاژ (پایه 5) را کنترل کنید، ترانزیستورهای کلید توسط آن باز می‌شوند و تا پایان چرخه شارژ خازن باز می‌مانند. ، حتی اگر ولتاژ در ورودی مقایسه کننده از آستانه فراتر رود. و تنها زمانی که خازن شروع به تخلیه می کند، ژنراتور ترانزیستورها را می بندد. در این حالت، توان عرضه شده به بار را فقط می توان با فرکانس نوسانگر اصلی دوز کرد، زیرا ترانزیستورهای کلیدی، اگرچه به زور بسته می شوند، فقط برای زمانی از مرتبه 0.3-0.5 میکرو ثانیه در هر مقدار فرکانس هستند. و این حالت بیشتر شبیه به PFM - مدولاسیون فرکانس پالس است که متعلق به نوع تنظیم رله است.

اگر برعکس، ورودی مقایسه‌کننده ولتاژ را به محفظه اتصال کوتاه کنید، آن را از کار خارج کنید و فقط ورودی مقایسه‌کننده جریان (پاین 7) را کنترل کنید، ترانزیستورهای کلید توسط نوسانگر اصلی باز می‌شوند. و به دستور مقایسه کننده فعلی در هر سیکل بسته می شود! یعنی در صورت نبود بار، زمانی که مقایسه کننده جریان کار نمی کند، ترانزیستورها برای مدت طولانی باز می شوند و برای مدت کوتاهی بسته می شوند. برعکس، هنگام بارگذاری بیش از حد، به دستور مقایسه کننده فعلی، برای مدت طولانی باز و بلافاصله بسته می شوند. در برخی از مقادیر متوسط ​​جریان بار، کلیدها توسط ژنراتور باز می شوند و پس از مدتی، پس از فعال شدن مقایسه کننده جریان، بسته می شوند. بنابراین، در این حالت، قدرت در بار با مدت زمان حالت باز ترانزیستورها تنظیم می شود - یعنی PWM کامل.

می توان استدلال کرد که این PWM نیست، زیرا در این حالت فرکانس ثابت نمی ماند، اما تغییر می کند - با افزایش ولتاژ کار کاهش می یابد. اما با یک ولتاژ تغذیه ثابت، فرکانس بدون تغییر باقی می ماند و جریان بار تنها با تغییر مدت زمان پالس تثبیت می شود. بنابراین، می توانیم فرض کنیم که این یک PWM تمام عیار است. و تغییر فرکانس کاری هنگام تغییر ولتاژ تغذیه با اتصال مستقیم مقایسه کننده جریان با نوسانگر اصلی توضیح داده می شود.

هنگامی که از هر دو مقایسه کننده به طور همزمان استفاده می شود (در مدار کلاسیک)، همه چیز دقیقاً یکسان کار می کند و بسته به اینکه کدام مقایسه کننده در آن لحظه راه اندازی شده است، حالت کلید یا PWM روشن می شود: هنگامی که اضافه ولتاژ وجود دارد - کلید (PWM) ، و هنگامی که در جریان اضافه بار وجود دارد - PWM

می توانید مقایسه کننده ولتاژ را با کوتاه کردن پایه 5 میکرو مدار به محفظه کاملاً از کار خارج کنید و همچنین با نصب یک ترانزیستور اضافی ولتاژ را با استفاده از PWM تثبیت کنید. این گزینه در شکل 1 نشان داده شده است.

عکس. 1

تثبیت ولتاژ در این مدار با تغییر ولتاژ در ورودی مقایسه کننده جریان انجام می شود. ولتاژ مرجع، ولتاژ آستانه دروازه ترانزیستور اثر میدان VT1 است. ولتاژ خروجی تثبیت کننده متناسب با حاصلضرب ولتاژ آستانه ترانزیستور و ضریب تقسیم مقسم مقاومتی Rd1, Rd2 است و با فرمول محاسبه می شود:

Uout=Up(1+Rd2/Rd1)، که در آن

بالا - ولتاژ آستانه VT1 (1.7…2V).

تثبیت جریان همچنان به مقاومت مقاومت R2 بستگی دارد.

اصل عملکرد تثبیت کننده جریان.

تراشه MC34063 دارای دو ورودی است که می توان از آنها برای تثبیت جریان استفاده کرد.

یک ورودی دارای ولتاژ آستانه 1.25 ولت (5مین پین ms) است که به دلیل تلفات برق برای LED های نسبتاً قدرتمند مفید نیست. به عنوان مثال، در جریان 700 میلی آمپر (برای یک LED 3 وات)، ما در مقاومت سنسور جریان 1.25 * 0.7A = 0.875W تلفاتی داریم. تنها به همین دلیل، راندمان تئوری مبدل نمی تواند بالاتر از 3W/(3W+0.875W)=77٪ باشد. واقعی 60% ... 70% است که با تثبیت کننده های خطی یا مقاومت های محدود کننده جریان قابل مقایسه است.

ورودی دوم ریز مدار دارای ولتاژ آستانه 0.3 ولت (7th pin ms) است و برای محافظت از ترانزیستور داخلی در برابر جریان اضافه طراحی شده است.
به طور معمول، نحوه استفاده از این میکرو مدار به این صورت است: ورودی با آستانه 1.25 ولت - برای تثبیت ولتاژ یا جریان، و ورودی با آستانه 0.3 ولت - برای محافظت از ریز مدار از اضافه بار.
گاهی اوقات یک آپ امپ اضافی برای تقویت ولتاژ سنسور جریان نصب می شود، اما به دلیل از بین رفتن سادگی جذاب مدار و افزایش هزینه تثبیت کننده، این گزینه را در نظر نخواهیم گرفت. گرفتن یک ریز مدار دیگر آسان تر خواهد بود...

در این گزینه پیشنهاد می شود از ورودی با ولتاژ آستانه 0.3 ولت برای تثبیت جریان استفاده کنید و به سادگی دیگری را با ولتاژ 1.25 ولت خاموش کنید.

به نظر می رسد این طرح بسیار ساده است. برای سهولت درک، واحدهای عملکردی خود ریزمدار نشان داده شده است (شکل 2).

شکل 2

هدف و انتخاب عناصر مدار.

دیود D با چوک L- عناصر هر تثبیت کننده پالس به ترتیب برای جریان بار مورد نیاز و حالت پیوسته جریان سلف محاسبه می شوند.

خازن Cمن و سیo- مسدود کردن در ورودی و خروجی خازن خروجی Co به دلیل موج های کوچک جریان بار، به ویژه در مقادیر زیاد اندوکتانس سلف، اساساً ضروری نیست؛ بنابراین، به صورت یک خط نقطه چین رسم می شود و ممکن است در مدار واقعی وجود نداشته باشد.

خازن Cتی- تنظیم فرکانس همچنین یک عنصر اساسی ضروری نیست، بنابراین با یک خط نقطه نشان داده شده است.

برگه های داده ریز مدار حداکثر فرکانس کاری 100 کیلوهرتز را نشان می دهد، پارامترهای جدول مقدار متوسط ​​33 کیلوهرتز را نشان می دهد و نمودارهایی که وابستگی مدت زمان حالت های باز و بسته سوئیچ را به ظرفیت فرکانس نشان می دهد. خازن تنظیم حداقل مقادیر 2 μs و 0.3 μs را به ترتیب نشان می دهد (با ظرفیت 10 pF).
معلوم می شود که اگر آخرین مقادیر را بگیریم، دوره 2μs+0.3μs=2.3μs است و این فرکانس 435KHz است.

اگر اصل عملکرد ریز مدار را در نظر بگیریم - یک ماشه تنظیم شده توسط یک پالس نوسانگر اصلی و تنظیم مجدد توسط مقایسه کننده جریان، معلوم می شود که این ms منطقی است و منطق دارای فرکانس کاری حداقل چندین مگاهرتز است. به نظر می رسد که عملکرد فقط با ویژگی های سرعت ترانزیستور کلید محدود می شود. و اگر در فرکانس 400 کیلوهرتز کار نمی کرد، در آن صورت جلوهای دارای واپاشی پالس به تأخیر می افتاد و به دلیل تلفات دینامیکی راندمان بسیار پایین می آمد. با این حال، عمل نشان داده است که ریزمدارهای تولیدکنندگان مختلف به خوبی راه اندازی می شوند و اصلاً بدون خازن تنظیم فرکانس کار می کنند. و این امکان افزایش فرکانس کاری را تا حد امکان - تا 200 کیلوهرتز - 400 کیلوهرتز، بسته به نوع ریز مدار و سازنده آن ممکن کرد. ترانزیستورهای کلیدی ریز مدار چنین فرکانس هایی را به خوبی حفظ می کنند، زیرا افزایش پالس از 0.1 میکرو ثانیه تجاوز نمی کند و زمان سقوط در فرکانس کاری 380 کیلوهرتز از 0.12 میکرو ثانیه تجاوز نمی کند. بنابراین، حتی در چنین فرکانس های بالا، تلفات دینامیکی در ترانزیستورها بسیار کم است و تلفات اصلی و گرمایش با افزایش ولتاژ اشباع ترانزیستور کلید (0.5 ... 1 ولت) تعیین می شود.

مقاومت Rبجریان پایه ترانزیستور کلید داخلی را محدود می کند. گنجاندن این مقاومت نشان داده شده در نمودار به شما این امکان را می دهد که توان تلف شده روی آن را کاهش دهید و کارایی تثبیت کننده را افزایش دهید. افت ولتاژ در مقاومت Rb برابر است با تفاوت بین ولتاژ تغذیه، ولتاژ بار و افت ولتاژ در سراسر ریز مدار (0.9-2V).

به عنوان مثال، با زنجیره ای متشکل از 3 LED با افت ولتاژ کل 9 ... 10 ولت و تغذیه با باتری (12-14 ولت)، افت ولتاژ در مقاومت Rb از 4 ولت تجاوز نمی کند.

در نتیجه، تلفات مقاومت Rb در مقایسه با اتصال معمولی، زمانی که مقاومت بین پایه هشتم میلی‌ثانیه و ولتاژ تغذیه وصل می‌شود، چندین برابر کمتر است.

باید در نظر داشت که یا یک مقاومت اضافی Rb از قبل در داخل ریز مدار نصب شده است، یا مقاومت خود ساختار کلید افزایش یافته است، یا ساختار کلید به عنوان منبع جریان طراحی شده است. این از نمودار وابستگی ولتاژ اشباع سازه (بین پایه های 8 و 2) به ولتاژ تغذیه در مقاومت های مختلف مقاومت محدود کننده Rb (شکل 3) به دست می آید.

شکل 3

در نتیجه، در برخی موارد (زمانی که اختلاف بین ولتاژ تغذیه و بار کم است یا تلفات می تواند از مقاومت Rb به ریزمدار منتقل شود)، مقاومت Rb را می توان حذف کرد و پایه 8 میکرو مدار را مستقیماً به خروجی وصل کرد یا به ولتاژ تغذیه

و هنگامی که کارایی کلی تثبیت کننده اهمیت خاصی ندارد، می توانید پایه های 8 و 1 میکرو مدار را به یکدیگر متصل کنید. در این مورد، بازده ممکن است 3-10٪ بسته به جریان بار کاهش یابد.

هنگام انتخاب مقدار مقاومت Rb، باید مصالحه کنید. هرچه مقاومت کمتر باشد، ولتاژ تغذیه اولیه کمتر است، حالت تثبیت جریان بار شروع می شود، اما در همان زمان تلفات این مقاومت در محدوده وسیعی از تغییرات ولتاژ تغذیه افزایش می یابد. در نتیجه با افزایش ولتاژ تغذیه، راندمان تثبیت کننده کاهش می یابد.

نمودار زیر (شکل 4)، به عنوان مثال، وابستگی جریان بار به ولتاژ تغذیه را در دو مقدار مختلف مقاومت Rb - 24 اهم و 200 اهم نشان می دهد. به وضوح می توان دید که با یک مقاومت 200 اهم، تثبیت در ولتاژهای تغذیه زیر 14 ولت (به دلیل جریان ناکافی پایه ترانزیستور کلید) از بین می رود. با یک مقاومت 24 اهم، تثبیت در ولتاژ 11.5 ولت ناپدید می شود.

شکل 4

بنابراین، لازم است مقاومت مقاومت Rb را به دقت محاسبه کرد تا تثبیت در محدوده مورد نیاز ولتاژ تغذیه به دست آید. مخصوصاً با برق باتری، زمانی که این محدوده کوچک و فقط چند ولت است.

مقاومت Rscیک سنسور جریان بار است. محاسبه این مقاومت هیچ ویژگی خاصی ندارد. فقط باید در نظر بگیرید که ولتاژ مرجع ورودی جریان ریز مدار با تولید کنندگان مختلف متفاوت است. جدول زیر مقادیر واقعی ولتاژ مرجع اندازه گیری شده برخی ریز مدارها را نشان می دهد.

تراشه	تهيه كننده	مرجع U (V)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	نیمه هادی گلوبال تک
SP34063A	شرکت سایپکس
MC34063A	موتورولا
AP34063N8	فناوری آنالوگ
AP34063A	آناچیپ
MC34063A	فیرچایلد

آمار مربوط به مقدار ولتاژ مرجع کوچک است، بنابراین مقادیر داده شده نباید به عنوان یک استاندارد در نظر گرفته شوند. فقط باید به خاطر داشته باشید که مقدار واقعی ولتاژ مرجع ممکن است با مقدار مشخص شده در دیتاشیت تفاوت زیادی داشته باشد.

چنین گسترش بزرگی در ولتاژ مرجع ظاهراً به دلیل هدف ورودی جریان ایجاد می شود - نه تثبیت جریان بار، بلکه حفاظت از اضافه بار. با وجود این، دقت حفظ جریان بار در نسخه فوق کاملاً خوب است.

درباره پایداری

تراشه MC34063 توانایی وارد کردن تصحیح به مدار سیستم عامل را ندارد. در ابتدا، پایداری با افزایش مقادیر اندوکتانس سلف L و به ویژه ظرفیت خازن خروجی شرکت حاصل می شود. در این مورد، پارادوکس خاصی ایجاد می شود - هنگام کار در فرکانس های بالاتر، ضربان های مورد نیاز ولتاژ و جریان بار را می توان با اندوکتانس و ظرفیت کوچک عناصر فیلتر به دست آورد، اما در عین حال مدار را می توان برانگیخت، بنابراین برای نصب یک اندوکتانس بزرگ و (یا) یک خازن بزرگ ضروری است. در نتیجه، ابعاد تثبیت کننده بیش از حد برآورد می شود.

یک پارادوکس اضافی این است که برای تثبیت کننده های سوئیچینگ کاهنده، خازن خروجی یک عنصر اساسی ضروری نیست. سطح مورد نیاز جریان (ولتاژ) ریپل را می توان با یک چوک به دست آورد.

همانطور که در شکل 2 نشان داده شده است، می توانید پایداری خوبی از تثبیت کننده را در مقادیر لازم یا کاهش یافته اندوکتانس و به ویژه خازن فیلتر خروجی با نصب یک مدار تصحیح RC اضافی Rf و Cf بدست آورید.

تمرین نشان داده است که مقدار بهینه ثابت زمانی این زنجیره نباید کمتر از 1KOhm*uF باشد. مقادیر پارامترهای زنجیره مانند یک مقاومت 10KΩ و یک خازن 0.1μF را می توان بسیار راحت در نظر گرفت.

با چنین مدار اصلاحی، تثبیت کننده به طور پایدار در کل محدوده ولتاژ تغذیه، با مقادیر اندوکتانس (واحد میکروH) و ظرفیت (واحدها و کسری از μF) فیلتر خروجی یا اصلاً بدون خازن خروجی کار می کند.

حالت PWM زمانی که برای تثبیت جریان ورودی میکرو مدار استفاده می شود، نقش مهمی در پایداری بازی می کند.

این اصلاح به برخی از ریزمدارها که قبلاً اصلاً نمی خواستند به طور معمول کار کنند اجازه می داد در فرکانس های بالاتر کار کنند.

به عنوان مثال، نمودار زیر وابستگی فرکانس کاری به ولتاژ تغذیه ریزمدار MC34063ACD از STMicroelectronics با ظرفیت خازن تنظیم فرکانس 100 pF را نشان می دهد.

شکل 5

همانطور که از نمودار مشاهده می شود، بدون اصلاح این ریزمدار نمی خواست در فرکانس های بالاتر حتی با ظرفیت کمی از خازن تنظیم فرکانس کار کند. تغییر ظرفیت خازن از صفر به چند صد pF اساساً بر فرکانس تأثیر نمی گذارد و حداکثر مقدار آن به سختی به 100 کیلوهرتز می رسد.

پس از معرفی زنجیره تصحیح RfCf، همین ریزمدار (مانند سایر مدارهای مشابه) در فرکانس‌های تقریباً 300 کیلوهرتز شروع به کار کرد.

وابستگی فوق را شاید بتوان برای اکثر ریزمدارها معمولی در نظر گرفت، اگرچه ریزمدارهای برخی از شرکت ها در فرکانس های بالاتر بدون اصلاح کار می کنند و معرفی اصلاحی امکان به دست آوردن فرکانس کاری 400 کیلوهرتز را برای آنها در ولتاژ تغذیه 12 فراهم کرد. .14 ​​ولت.

نمودار زیر عملکرد تثبیت کننده را بدون اصلاح نشان می دهد (شکل 6).

شکل 6

نمودار وابستگی جریان مصرفی (Ip)، جریان بار (In) و جریان اتصال کوتاه خروجی (Isc) را به ولتاژ تغذیه برای دو مقدار ظرفیت خازن خروجی (Co) - 10 µF و 220 µF نشان می‌دهد.

به وضوح مشاهده می شود که افزایش ظرفیت خازن خروجی باعث افزایش پایداری تثبیت کننده می شود - منحنی های شکسته در ظرفیت 10 μF توسط خود تحریکی ایجاد می شود. در ولتاژهای تغذیه تا 16 ولت هیچ تحریکی وجود ندارد، در 16-18 ولت ظاهر می شود. سپس نوعی تغییر حالت رخ می دهد و در ولتاژ 24 ولت یک پیچ خوردگی دوم ظاهر می شود. در همان زمان، فرکانس کاری تغییر می کند که در نمودار قبلی (شکل 5) وابستگی فرکانس کاری به ولتاژ تغذیه نیز قابل مشاهده است (هر دو نمودار به طور همزمان هنگام بررسی یک نمونه از تثبیت کننده به دست آمدند).

افزایش ظرفیت خازن خروجی به 220 µF یا بیشتر، پایداری را به خصوص در ولتاژهای تغذیه پایین افزایش می دهد. اما این هیجان را از بین نمی برد. عملکرد کم و بیش پایدار تثبیت کننده را می توان با ظرفیت خازن خروجی حداقل 1000 µF بدست آورد.

در این حالت، اندوکتانس سلف تأثیر بسیار کمی بر تصویر کلی دارد، اگرچه بدیهی است که افزایش اندوکتانس باعث افزایش پایداری می شود.

تغییرات در فرکانس کاری بر پایداری جریان بار تأثیر می گذارد که در نمودار نیز قابل مشاهده است. پایداری کلی جریان خروجی هنگام تغییر ولتاژ تغذیه نیز رضایت بخش نیست. جریان را می توان در محدوده نسبتاً باریکی از ولتاژهای تغذیه نسبتاً پایدار در نظر گرفت. به عنوان مثال، هنگام کار با باتری.

معرفی زنجیره تصحیح RfCf به طور اساسی عملکرد تثبیت کننده را تغییر می دهد.

نمودار زیر عملکرد همان تثبیت کننده اما با زنجیره تصحیح RfCf را نشان می دهد.

شکل 7

به وضوح قابل مشاهده است که تثبیت کننده شروع به کار کرد همانطور که باید برای تثبیت کننده جریان باشد - جریان بار و اتصال کوتاه تقریباً برابر و ثابت در کل محدوده ولتاژهای تغذیه است. در این مورد، خازن خروجی به طور کلی بر عملکرد تثبیت کننده تأثیر نمی گذارد. در حال حاضر ظرفیت خازن خروجی تنها بر سطح جریان ریپل و ولتاژ بار تاثیر می گذارد و در بسیاری از موارد خازن را اصلا نمی توان نصب کرد.

در زیر، به عنوان مثال، مقادیر ریپل جریان بار در ظرفیت های مختلف خازن خروجی شرکت داده شده است. LED ها 3 سری در 10 گروه موازی (30 عدد) متصل می شوند. ولتاژ تغذیه - 12 ولت. خفگی 47 µH.

بدون خازن: جریان بار 226mA +-65mA یا 22.6mA +-6.5mA در هر LED.
با یک خازن 0.33uF: 226mA +-25mA یا 22.6mA +-2.5mA در هر LED.
با یک خازن 1.5uF: 226mA +-5mA یا 22.6mA +-0.5mA در هر LED.
با یک خازن 10uF: 226mA +-2.5mA یا 22.6mA +-0.25mA در هر LED.

یعنی بدون خازن با جریان بار کلی 226 میلی آمپر ریپل جریان بار 65 میلی آمپر بوده که بر حسب یک ال ای دی جریان متوسط ​​6/22 میلی آمپر و ریپل 5/6 میلی آمپر می دهد.

می توان مشاهده کرد که چگونه حتی یک ظرفیت کوچک 0.33 μF باعث کاهش شدید ریپل جریان می شود. در همان زمان، افزایش ظرفیت خازنی از 1 µF به 10 µF تأثیر کمی بر سطح ریپل دارد.

همه خازن‌ها سرامیکی بودند، زیرا الکترولیت‌های معمولی یا تانتالیوم سطوح موج‌دار حتی نزدیکی را فراهم نمی‌کنند.

به نظر می رسد که یک خازن 1 μF در خروجی برای همه موارد کاملاً کافی است. افزایش ظرفیت خازنی به 10 µF با جریان بار 0.2-0.3 A منطقی نیست، زیرا ریپل دیگر به طور قابل توجهی در مقایسه با 1 µF کاهش نمی یابد.
اگر سلف را با اندوکتانس بالاتر بگیرید، می توانید بدون خازن حتی در جریان های بار بالا و (یا) ولتاژهای تغذیه بالا کار کنید.

ریپل ولتاژ ورودی با منبع تغذیه 12 ولت و ظرفیت خازن ورودی Ci 10 μF از 100 میلی ولت تجاوز نمی کند.

توانمندی های ریز مدار.

ریزمدار MC34063 به طور معمول با ولتاژ تغذیه از 3 ولت تا 40 ولت مطابق برگه های داده (MS از STM - تا 50 ولت) و در واقعیت تا 45 ولت کار می کند و جریان بار تا 1 آمپر را برای بسته DIP-8 و حداکثر 0.75 ارائه می دهد. A برای یک بسته SO-8. با ترکیب اتصال سریال و موازی ال ای دی ها می توان لامپی با توان خروجی 3V*20mA=60mW تا 40V*0.75...1A=30...40W ساخت.

با در نظر گرفتن ولتاژ اشباع ترانزیستور کلید (0.5 ... 0.8 ولت) و توان مجاز 1.2 وات اتلاف شده توسط کیس میکرو مدار، جریان بار را می توان تا 1.2W/0.8V=1.5A برای DIP افزایش داد. بسته -8 و حداکثر 1 آمپر برای بسته SO-8.

با این حال، در این مورد، یک هیت سینک خوب مورد نیاز است، در غیر این صورت حفاظت از گرمای بیش از حد تعبیه شده در تراشه اجازه کار در چنین جریانی را نمی دهد.

لحیم کاری DIP استاندارد بدنه ریز مدار به برد، خنک کننده مورد نیاز را در حداکثر جریان فراهم نمی کند. لازم است که پین ​​های محفظه DIP را برای نسخه SMD قالب بزنید و انتهای نازک پین ها را بردارید. قسمت پهن باقی مانده از پین ها هم سطح با پایه کیس خم می شود و تنها پس از آن روی تخته لحیم می شود. قرار دادن برد مدار چاپی به گونه ای مفید است که یک ناحیه وسیع زیر بدنه ریز مدار وجود داشته باشد و قبل از نصب ریز مدار باید کمی خمیر رسانای حرارتی را به پایه آن بمالید.

به دلیل داشتن پایه های کوتاه و عریض و همچنین به دلیل تناسب محکم محفظه با چند ضلعی مسی برد مدار چاپی، مقاومت حرارتی بدنه ریزمدار کاهش یافته و قادر خواهد بود اندکی توان بیشتری را از بین ببرد.

برای کیس SO-8، نصب یک رادیاتور اضافی به شکل صفحه یا پروفیل دیگر به طور مستقیم در بالای کیس کمک می کند.

از یک سو، چنین تلاش هایی برای افزایش قدرت عجیب به نظر می رسد. پس از همه، شما به سادگی می توانید به یک ریزمدار قوی تر تغییر دهید یا یک ترانزیستور خارجی نصب کنید. و با جریان بار بیش از 1.5 آمپر، این تنها راه حل صحیح خواهد بود. با این حال، زمانی که جریان بار 1.3 آمپر مورد نیاز است، می توانید به سادگی اتلاف گرما را بهبود بخشید و از گزینه ارزان تر و ساده تری در تراشه MC34063 استفاده کنید.

حداکثر راندمان به دست آمده در این نسخه از تثبیت کننده از 90٪ تجاوز نمی کند. افزایش بیشتر راندمان با افزایش ولتاژ اشباع ترانزیستور کلید - حداقل 0.4...0.5V در جریان تا 0.5A و 0.8...1V در جریان 1...1.5A جلوگیری می شود. بنابراین، عنصر گرمایش اصلی تثبیت کننده همیشه ریز مدار است. درست است، گرمایش قابل توجه فقط در حداکثر توان برای یک مورد خاص رخ می دهد. به عنوان مثال، یک ریز مدار در یک بسته SO-8 تا 100 درجه با جریان بار 1 آمپر گرم می شود و بدون سینک حرارتی اضافی، به طور دوره ای توسط محافظ داخلی در برابر گرمای بیش از حد خاموش می شود. در جریان های تا 0.5A...0.7A ریز مدار کمی گرم است و در جریان های 0.3...0.4A اصلا گرم نمی شود.

در جریان های بار بالاتر، فرکانس کاری را می توان کاهش داد. در این حالت تلفات دینامیکی ترانزیستور کلید به میزان قابل توجهی کاهش می یابد. تلفات برق کلی و گرمایش کیس کاهش می یابد.

عناصر خارجی که بر راندمان تثبیت کننده تأثیر می گذارند دیود D، سلف L و مقاومت های Rsc و Rb هستند. بنابراین، دیود باید با ولتاژ رو به جلو کم (دیود شاتکی) و سلف باید با مقاومت سیم‌پیچ تا حد امکان کم انتخاب شود.

با انتخاب یک ریزمدار از سازنده مناسب می توانید تلفات مقاومت Rsc را با کاهش ولتاژ آستانه کاهش دهید. قبلاً در این مورد بحث شده است (جدول در ابتدا را ببینید).

گزینه دیگر برای کاهش تلفات در مقاومت Rsc، معرفی یک بایاس جریان ثابت اضافی برای مقاومت Rf است (این با جزئیات بیشتر در زیر با استفاده از یک مثال خاص از یک تثبیت کننده نشان داده خواهد شد).

مقاومت Rb باید به دقت محاسبه شود و سعی شود آن را با حداکثر مقاومت ممکن مصرف کند. هنگامی که ولتاژ تغذیه در محدوده های زیاد تغییر می کند، بهتر است مقاومت Rb را با منبع جریان جایگزین کنید. در این صورت افزایش تلفات با افزایش ولتاژ تغذیه چندان شدید نخواهد بود.

با انجام تمام اقدامات فوق، سهم تلفات این عناصر 1.5-2 برابر کمتر از تلفات روی ریز مدار است.

از آنجایی که یک ولتاژ ثابت به ورودی جریان ریز مدار، متناسب با جریان بار، و نه، طبق معمول، ولتاژ پالسی متناسب با جریان ترانزیستور کلید (مجموع جریان های بار و خازن خروجی) عرضه می شود. ، اندوکتانس سلف دیگر بر پایداری عملکرد تأثیر نمی گذارد ، زیرا دیگر زنجیره اصلاح عنصر نیست (نقش آن توسط زنجیره RfCf ایفا می شود). فقط دامنه جریان ترانزیستور کلید و موج دار شدن جریان بار به مقدار اندوکتانس بستگی دارد. و از آنجایی که فرکانس های عملیاتی نسبتاً بالا هستند، حتی با مقادیر اندوکتانس پایین، موج جریان بار کوچک است.

با این حال، به دلیل ترانزیستور کلیدی کم مصرف که در ریزمدار تعبیه شده است، اندوکتانس سلف نباید تا حد زیادی کاهش یابد، زیرا این جریان پیک ترانزیستور را افزایش می دهد در حالی که مقدار متوسط ​​آن ثابت می ماند و ولتاژ اشباع افزایش می یابد. در نتیجه تلفات ترانزیستور افزایش یافته و بازده کلی کاهش می یابد.
درست است، نه به طور چشمگیری - با چند درصد. به عنوان مثال، جایگزینی سلف از 12 µH به 100 µH باعث افزایش راندمان یکی از تثبیت کننده ها از 86٪ به 90٪ می شود.

از طرف دیگر، این امکان را فراهم می کند، حتی در جریان های بار کم، یک چوک با اندوکتانس کم انتخاب کنید، و مطمئن شوید که دامنه جریان ترانزیستور کلید از حداکثر مقدار مجاز برای ریز مدار، 1.5A تجاوز نمی کند.

به عنوان مثال، با جریان بار 0.2 آمپر با ولتاژ 9 ... 10 ولت، ولتاژ تغذیه 12 ... 15 ولت و فرکانس کاری 300 کیلوهرتز، یک چوک با اندوکتانس 53 µH مورد نیاز است. در این حالت، جریان پالس ترانزیستور کلید ریز مدار از 0.3 آمپر تجاوز نمی کند. اگر اندوکتانس سلف را به 4 μH کاهش دهیم، در همان جریان متوسط، جریان پالس ترانزیستور کلید تا مقدار حد (1.5A) افزایش می یابد. درست است، بازده تثبیت کننده به دلیل افزایش تلفات دینامیکی کاهش می یابد. اما شاید در برخی موارد فدا کردن راندمان قابل قبول باشد، اما از یک سلف با اندازه کوچک با اندوکتانس کوچک استفاده کنید.

افزایش اندوکتانس سلف همچنین به شما امکان می دهد حداکثر جریان بار را تا حداکثر مقدار جریان ترانزیستور کلید ریز مدار (1.5A) افزایش دهید.

با افزایش اندوکتانس سلف، شکل جریان ترانزیستور سوئیچینگ از کاملاً مثلثی به کاملاً مستطیلی تغییر می کند. و از آنجایی که مساحت مستطیل 2 برابر بزرگتر از مساحت مثلث است (با همان ارتفاع و پایه)، مقدار متوسط ​​جریان ترانزیستور (و بار) را می توان با یک ثابت 2 برابر افزایش داد. دامنه پالس های جریان

یعنی با شکل پالسی مثلثی با دامنه 1.5A میانگین جریان ترانزیستور و بار برابر است با:

که در آن k حداکثر سیکل وظیفه پالس برابر با 0.9 برای یک ریزمدار معین است.

در نتیجه، حداکثر جریان بار از:

In=1.5A/2*0.9=0.675A.

و هر افزایش در جریان بار بیش از این مقدار مستلزم تجاوز از حداکثر جریان ترانزیستور کلید ریز مدار است.

بنابراین، تمام دیتاشیت های این ریزمدار حداکثر جریان بار 0.75A را نشان می دهد.

با افزایش اندوکتانس سلف به طوری که جریان ترانزیستور مستطیلی شود، می توانیم این دو را از فرمول حداکثر جریان حذف کنیم و به دست آوریم:

در=1.5A*k=1.5A*0.9=1.35A.

باید در نظر داشت که با افزایش قابل توجه اندوکتانس سلف، ابعاد آن نیز اندکی افزایش می یابد. با این حال، گاهی اوقات به نظر می رسد که افزایش جریان بار با افزایش اندازه سلف آسان تر و ارزان تر از نصب یک ترانزیستور قدرتمند اضافی است.

به طور طبیعی، با جریان های بار مورد نیاز بیش از 1.5 آمپر، هیچ راهی برای نصب یک ترانزیستور اضافی (یا یک ریزمدار کنترل کننده دیگر) وجود ندارد و اگر با یک انتخاب روبرو هستید: جریان بار 1.4 آمپر یا یک ریز مدار دیگر، پس شما ابتدا باید سعی کنید با افزایش اندوکتانس با افزایش سایز دریچه گاز مشکل را حل کنید.

برگه های اطلاعات تراشه نشان می دهد که حداکثر چرخه کاری از 6/7 = 0.857 تجاوز نمی کند. در واقع، مقادیر تقریباً 0.9 حتی در فرکانس های عملیاتی بالای 300-400 کیلوهرتز به دست می آید. در فرکانس های پایین تر (100-200 کیلوهرتز) چرخه وظیفه می تواند به 0.95 برسد.

بنابراین، تثبیت کننده به طور معمول با اختلاف ولتاژ ورودی و خروجی کمی کار می کند.

تثبیت کننده زمانی که جریان های بار کمتر از جریان های نامی است، به طرز جالبی کار می کند، که ناشی از کاهش ولتاژ تغذیه کمتر از حد مشخص شده است - راندمان حداقل 95٪ است.

از آنجایی که PWM نه به روش کلاسیک (کنترل کامل اسیلاتور اصلی)، بلکه به روش "رله" اجرا می شود، با استفاده از یک ماشه (شروع توسط ژنراتور، تنظیم مجدد توسط مقایسه کننده)، سپس در جریانی کمتر از نامی، زمانی ممکن است که ترانزیستور کلید بسته نشود. تفاوت بین ولتاژ منبع تغذیه و بار به ولتاژ اشباع ترانزیستور سوئیچینگ کاهش می یابد که معمولاً در جریان های تا 1 آمپر از 1 ولت و در جریان های 0.2-0.3 آمپر از 0.2-0.3 ولت تجاوز نمی کند. علیرغم وجود تلفات استاتیکی، هیچ تلفات دینامیکی وجود ندارد و ترانزیستور تقریباً مانند یک جامپر کار می کند.

حتی زمانی که ترانزیستور کنترل می شود و در حالت PWM کار می کند، به دلیل کاهش جریان، راندمان بالا باقی می ماند. به عنوان مثال، با اختلاف 1.5 ولت بین ولتاژ تغذیه (10 ولت) و ولتاژ بین LED ها (8.5 ولت)، مدار به کار خود ادامه داد (البته با فرکانس کاهش یافته به نصف) با راندمان 95٪.

هنگام در نظر گرفتن مدارهای تثبیت کننده عملی، پارامترهای جریان و ولتاژ برای این مورد در زیر نشان داده می شود.

گزینه های تثبیت کننده عملی

گزینه های زیادی وجود نخواهد داشت، زیرا ساده ترین ها، تکرار گزینه های کلاسیک در طراحی مدار، امکان افزایش فرکانس یا جریان یا افزایش راندمان یا به دست آوردن پایداری خوب را نمی دهند. بنابراین بهینه ترین گزینه یکی است که بلوک دیاگرام آن در شکل 2 نشان داده شده است. فقط رتبه بندی اجزا می تواند بسته به ویژگی های مورد نیاز تثبیت کننده تغییر کند.

شکل 8 نموداری از نسخه کلاسیک را نشان می دهد.

شکل 8

یکی از ویژگی ها این است که پس از حذف جریان خازن خروجی (C3) از مدار سیستم عامل، امکان کاهش اندوکتانس سلف فراهم شد. برای آزمایش، یک چوک خانگی قدیمی روی میله DM-3 با 12 μH گرفته شد. همانطور که می بینید، ویژگی های مدار بسیار خوب بود.

تمایل به افزایش کارایی منجر به مدار نشان داده شده در شکل 9 شد

شکل 9

برخلاف مدار قبلی، مقاومت R1 نه به منبع تغذیه، بلکه به خروجی تثبیت کننده متصل است. در نتیجه، ولتاژ دو سر مقاومت R1 با مقدار ولتاژ در بار کمتر شد. با همین جریان از طریق آن، توان آزاد شده روی آن از 0.5 وات به 0.15 وات کاهش یافت.

در عین حال، اندوکتانس سلف افزایش یافت که باعث افزایش راندمان تثبیت کننده نیز می شود. در نتیجه راندمان چندین درصد افزایش یافت. اعداد خاص در نمودار نشان داده شده است.

یکی دیگر از ویژگی های مشخصه دو طرح آخر. مدار در شکل 8 دارای پایداری بسیار خوبی در جریان بار در هنگام تغییر ولتاژ تغذیه است، اما بازده نسبتاً پایین است. مدار در شکل 9، برعکس، دارای راندمان نسبتاً بالایی است، اما پایداری جریان ضعیف است - هنگامی که ولتاژ تغذیه از 12 ولت به 15 ولت تغییر می کند، جریان بار از 0.27 آمپر به 0.3 آمپر افزایش می یابد.

همانطور که قبلاً ذکر شد، این ناشی از انتخاب اشتباه مقاومت R1 است (شکل 4 را ببینید). از آنجایی که افزایش مقاومت R1، کاهش پایداری جریان بار، راندمان را افزایش می دهد، در برخی موارد می توان از آن استفاده کرد. به عنوان مثال، با قدرت باتری، زمانی که محدودیت های تغییر ولتاژ کوچک است و راندمان بالا مرتبط تر است.

باید به یک الگوی خاص توجه کرد.

تثبیت کننده های بسیار زیادی تولید شد (تقریباً همه آنها برای جایگزینی لامپ های رشته ای با لامپ های LED در داخل خودرو استفاده می شدند) و در حالی که هر از چند گاهی به تثبیت کننده ها نیاز بود، میکرو مدارها از تخته های معیوب شبکه "Hubs" و "" گرفته می شد. سوئیچ ها». علیرغم تفاوت در تولید کنندگان، تقریباً همه ریز مدارها امکان به دست آوردن ویژگی های تثبیت کننده مناسب را حتی در مدارهای ساده فراهم می کنند.

تنها تراشه ای که با آن برخورد کردم GS34063S از شرکت نیمه هادی گلوبال تک بود که به هیچ وجه نمی خواست در فرکانس های بالا کار کند.

سپس چندین ریز مدار MC34063ACD و MC34063EBD از STMicroelectronics خریداری شد که نتایج حتی بدتری را نشان داد - آنها در فرکانس های بالاتر کار نمی کنند، پایداری ضعیف، ولتاژ بالای پشتیبانی مقایسه کننده جریان (0.45-0.5V)، تثبیت ضعیف جریان بار با جریان بار خوب راندمان یا راندمان ضعیف با تثبیت خوب...

شاید عملکرد ضعیف ریز مدارهای ذکر شده با ارزان بودن آنها توضیح داده شود - ارزان ترین آنها خریداری شده اند، زیرا ریز مدار MC34063A (DIP-8) از همان شرکت که از یک سوئیچ معیوب برداشته شده است، به طور معمول کار می کند. درست است، در فرکانس نسبتا کم - بیش از 160 کیلوهرتز.

ریز مدارهای زیر که از تجهیزات شکسته گرفته شده اند، به خوبی کار می کنند:

Sipex Corporation (SP34063A)،
موتورولا (MC34063A)،
فناوری آنالوگ (AP34063N8)،
آناچیپ (AP34063 و AP34063A).
Fairchild (MC34063A) - مطمئن نیستم که شرکت را به درستی شناسایی کرده باشم.

ON Semiconductor، Unisonic Technologies (UTC) و Texas Instruments - یادم نیست، زیرا فقط پس از اینکه با بی میلی برخی از شرکت ها برای کار با MS مواجه شدم، شروع به توجه به شرکت کردم، و من به طور خاص ریزگردها را خریداری نکردم. از این شرکت ها

به منظور دور انداختن ریز مدارهای خریداری شده و ضعیف MC34063ACD و MC34063EBD از STMicroelectronics، چندین آزمایش انجام شد که منجر به مداری شد که در همان ابتدا در شکل 2 نشان داده شده است.

شکل 10 زیر یک مدار عملی از یک تثبیت کننده با مدار تصحیح RfCf (در این مدار R3C2) را نشان می دهد. تفاوت در عملکرد تثبیت کننده بدون و با یک زنجیره اصلاح قبلاً در بخش "در مورد پایداری" مورد بحث قرار گرفت و نمودارها ارائه شد (شکل 5، شکل 6، شکل 7).

شکل 10

از نمودار در شکل 7 می توان دید که تثبیت جریان در کل محدوده ولتاژهای تغذیه ریزمدار عالی است. پایداری بسیار خوب است - گویی PWM کار می کند. فرکانس بسیار بالاست که امکان استفاده از چوک های کوچک با اندوکتانس کم و حذف کامل خازن خروجی را فراهم می کند. اگرچه نصب یک خازن کوچک می تواند ریپل جریان بار را به طور کامل از بین ببرد. وابستگی دامنه موج دار شدن جریان بار به ظرفیت خازن قبلاً در بخش "در مورد پایداری" مورد بحث قرار گرفت.

همانطور که قبلاً ذکر شد ، ریز مدارهای MC34063ACD و MC34063EBD از STMicroelectronics که من دریافت کردم معلوم شد که ولتاژ مرجع مقایسه کننده جریان بیش از حد تخمین زده شده است - به ترتیب 0.45V-0.5V با وجود مقدار نشان داده شده در برگه داده 0.25V-0.25V. به همین دلیل، در جریان های بار بالا، تلفات زیادی در مقاومت سنسور جریان رخ می دهد. برای کاهش تلفات، یک منبع جریان با استفاده از ترانزیستور VT1 و مقاومت R2 به مدار اضافه شد. (شکل 11).

شکل 11

به لطف این منبع جریان، یک جریان بایاس اضافی 33 μA از مقاومت R3 عبور می کند، بنابراین ولتاژ در مقاومت R3، حتی بدون جریان بار، 33 μA * 10 KΩ = 330 میلی ولت است. از آنجایی که ولتاژ آستانه ورودی جریان ریز مدار 450 میلی ولت است، بنابراین برای اینکه مقایسه کننده جریان کار کند، مقاومت سنسور جریان R1 باید دارای ولتاژ 450 mV-330 mV = 120 mV باشد. با جریان بار 1 آمپر، مقاومت R1 باید 0.12V/1A=0.12Ohm باشد. مقدار موجود را روی 0.1 اهم قرار دادیم.
بدون تثبیت کننده جریان در VT1، مقاومت R1 باید با نرخ 0.45V/1A=0.45Ohm انتخاب شود و توان در آن با 0.45W تلف شود. اکنون در همان جریان، تلفات R1 تنها 0.1 وات است

این گزینه توسط باتری تغذیه می شود، جریان بار تا 1 آمپر، توان 8-10 وات. جریان اتصال کوتاه خروجی 1.1A. در این حالت، جریان مصرفی به ترتیب در ولتاژ تغذیه 14.85 ولت به 64 میلی آمپر کاهش می یابد، مصرف برق به 0.95 وات کاهش می یابد. میکرو مدار در این حالت حتی گرم نمی شود و می تواند تا زمانی که بخواهید در حالت اتصال کوتاه باقی بماند.

مشخصات باقی مانده در نمودار نشان داده شده است.

ریز مدار در یک بسته SO-8 گرفته شده است و جریان بار برای آن 1A است. بسیار گرم می شود (دمای ترمینال 100 درجه است!)، بنابراین بهتر است ریز مدار را در یک بسته DIP-8 که برای نصب SMD تبدیل شده است نصب کنید، چند ضلعی های بزرگ بسازید و (یا) یک هیت سینک داشته باشید.
ولتاژ اشباع کلید ریز مدار بسیار زیاد است - تقریباً 1 ولت در جریان 1 آمپر، به همین دلیل است که گرمایش بسیار زیاد است. اگرچه، با قضاوت بر اساس برگه داده برای ریز مدار، ولتاژ اشباع ترانزیستور کلید در جریان 1A نباید از 0.4V تجاوز کند.

توابع خدمات.

علیرغم عدم وجود هر گونه قابلیت سرویس در ریزمدار، آنها می توانند به طور مستقل پیاده سازی شوند. به طور معمول، تثبیت کننده جریان LED نیاز به خاموش کردن و تنظیم جریان بار دارد.

روشن خاموش

تثبیت کننده تراشه MC34063 با اعمال ولتاژ به پایه سوم خاموش می شود. یک مثال در شکل 12 نشان داده شده است.

شکل 12

به طور تجربی مشخص شد که وقتی ولتاژ به پایه سوم ریزمدار اعمال می شود، نوسانگر اصلی آن متوقف می شود و ترانزیستور کلید بسته می شود. در این حالت، مصرف جریان ریز مدار به سازنده آن بستگی دارد و از جریان بدون بار مشخص شده در دیتاشیت (1.5-4 میلی آمپر) تجاوز نمی کند.

گزینه های دیگر برای خاموش کردن تثبیت کننده (به عنوان مثال، با اعمال ولتاژ بیش از 1.25 ولت به پایه 5) بدتر هستند، زیرا آنها نوسانگر اصلی را متوقف نمی کنند و ریزمدار جریان بیشتری را در مقایسه با کنترل در پین مصرف می کند. پین 3.

ماهیت چنین مدیریتی به شرح زیر است.

در پایه سوم ریز مدار یک ولتاژ دندانه اره شارژ و تخلیه خازن تنظیم فرکانس وجود دارد. هنگامی که ولتاژ به مقدار آستانه 1.25 ولت می رسد، تخلیه خازن شروع می شود و ترانزیستور خروجی میکرو مدار بسته می شود. این بدان معنی است که برای خاموش کردن تثبیت کننده، باید ولتاژ حداقل 1.25 ولت را به ورودی سوم ریز مدار اعمال کنید.

با توجه به برگه های داده ریز مدار، خازن زمان بندی با حداکثر جریان 0.26 میلی آمپر تخلیه می شود. این بدان معناست که وقتی یک ولتاژ خارجی از طریق یک مقاومت به پایه سوم اعمال می شود، برای به دست آوردن ولتاژ سوئیچینگ حداقل 1.25 ولت، جریان عبوری از مقاومت باید حداقل 0.26 میلی آمپر باشد. در نتیجه دو رقم اصلی برای محاسبه مقاومت خارجی داریم.

به عنوان مثال، اگر ولتاژ تغذیه تثبیت کننده 12 ... 15 ولت باشد، تثبیت کننده باید با اطمینان در حداقل مقدار - در 12 ولت خاموش شود.

در نتیجه، مقاومت مقاومت اضافی از عبارت زیر بدست می آید:

R=(Up-Uvd1-1.25V)/0.26mA=(12V-0.7V-1.25V)/0.26mA=39KOhm.

برای خاموش کردن مطمئن ریز مدار، مقاومت مقاومت را کمتر از مقدار محاسبه شده انتخاب کنید. در قطعه مدار شکل 12، مقاومت مقاومت 27KOhm است. با این مقاومت، ولتاژ خاموش شدن حدود 9 ولت است. این بدان معنی است که اگر ولتاژ تغذیه تثبیت کننده 12 ولت باشد، می توانید امیدوار باشید که با استفاده از این مدار، استابلایزر را به طور قابل اعتماد خاموش کنید.

هنگام کنترل تثبیت کننده از میکروکنترلر، مقاومت R باید برای ولتاژ 5 ولت دوباره محاسبه شود.

مقاومت ورودی در ورودی سوم ریز مدار بسیار بزرگ است و هر گونه اتصال عناصر خارجی می تواند بر تشکیل ولتاژ دندانه اره تأثیر بگذارد. برای جدا کردن مدارهای کنترل از ریزمدار و در نتیجه حفظ همان ایمنی نویز، از دیود VD1 استفاده می شود.

تثبیت کننده را می توان با اعمال یک ولتاژ ثابت به پایانه سمت چپ مقاومت R (شکل 12) یا با اتصال کوتاه نقطه اتصال بین مقاومت R و دیود VD1 به بدنه (با ولتاژ ثابت موجود در ترمینال سمت چپ) کنترل کرد. مقاومت R).

دیود زنر VD2 برای محافظت از ورودی میکرو مدار در برابر ولتاژ بالا طراحی شده است. در ولتاژهای تغذیه پایین نیازی به آن نیست.

تنظیم جریان بار

از آنجایی که ولتاژ مرجع مقایسه کننده جریان ریز مدار برابر با مجموع ولتاژهای مقاومت R1 و R3 است، با تغییر جریان بایاس مقاومت R3 می توان جریان بار را تنظیم کرد (شکل 11).

دو گزینه تنظیم امکان پذیر است - مقاومت متغیر و ولتاژ ثابت.

شکل 13 قطعه ای از نمودار در شکل 11 را با تغییرات لازم و روابط طراحی نشان می دهد که به شما امکان می دهد تمام عناصر مدار کنترل را محاسبه کنید.

شکل 13

برای تنظیم جریان بار با یک مقاومت متغیر، باید مقاومت ثابت R2 را با مجموعه ای از مقاومت های R2 جایگزین کنید. در این حالت، هنگامی که مقاومت مقاومت متغیر تغییر می کند، مقاومت کل مقاومت R2 در 27...37 KOhm تغییر می کند و جریان تخلیه ترانزیستور VT1 (و مقاومت R3) در 1.3V/27 تغییر می کند. 0.37KOhm=0.048...0.035mA. در این حالت، ولتاژ بایاس در مقاومت R3 در 0.048...0.035mA*10KOhm=0.48...0.35V تغییر می کند. برای راه اندازی مقایسه کننده جریان ریز مدار، ولتاژ روی حسگر مقاومت-جریان R1 (شکل 11) باید 0.45-0.48...0.35V=0...0.1V کاهش یابد. با مقاومت R1=0.1 اهم، چنین ولتاژی زمانی که جریان بار در محدوده 0…0.1V/0.1Ohm=0…1A از آن عبور می کند، در آن افت می کند.

یعنی با تغییر مقاومت مقاومت متغیر R2 در 27...37KOhm می توانیم جریان بار را در 0...1A تنظیم کنیم.

برای تنظیم جریان بار با ولتاژ ثابت، باید یک تقسیم کننده ولتاژ Rd1Rd2 را در گیت ترانزیستور VT1 نصب کنید. با استفاده از این تقسیم‌کننده، می‌توانید هر ولتاژ کنترلی را با ولتاژ مورد نیاز برای VT1 مطابقت دهید.

شکل 13 تمام فرمول های مورد نیاز برای محاسبه را نشان می دهد.

برای مثال، تنظیم جریان بار در 0...1A با استفاده از متغیر ولتاژ ثابت در 0...5V الزامی است.

برای استفاده از مدار تثبیت کننده جریان در شکل 11، یک تقسیم کننده ولتاژ Rd1Rd2 را در مدار دروازه ترانزیستور VT1 نصب کرده و مقادیر مقاومت را محاسبه می کنیم.

در ابتدا، مدار برای جریان بار 1 آمپر طراحی شده است که توسط جریان مقاومت R2 و ولتاژ آستانه ترانزیستور اثر میدان VT1 تنظیم می شود. برای کاهش جریان بار به صفر، مانند مثال قبلی، باید جریان مقاومت R2 را از 0.034 میلی آمپر به 0.045 میلی آمپر افزایش دهید. با مقاومت ثابت مقاومت R2 (39KOhm)، ولتاژ دو طرف آن باید در محدوده 0.045…0.034mA*39KOhm=1.755…1.3V تغییر کند. هنگامی که ولتاژ گیت صفر است و ولتاژ آستانه ترانزیستور VT2 1.3 ولت است، ولتاژ 1.3 ولت روی مقاومت R2 تنظیم می شود. برای افزایش ولتاژ R2 به 1.755V، باید ولتاژ ثابت 1.755V-1.3V=0.455V را به گیت VT1 اعمال کنید. با توجه به شرایط مشکل، چنین ولتاژی در دروازه باید در ولتاژ کنترل +5 ولت باشد. با تنظیم مقاومت مقاومت Rd2 روی 100KOhm (برای به حداقل رساندن جریان کنترل)، مقاومت مقاومت Rd1 را از نسبت Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1) می‌یابیم:

Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0.455V-1)=10KOhm.

یعنی زمانی که ولتاژ کنترل از صفر به 5+ ولت تغییر کند، جریان بار از 1 آمپر به صفر کاهش می یابد.

نمودار مدار کامل یک تثبیت کننده جریان 1 آمپر با عملکردهای روشن و خاموش و کنترل جریان در شکل 14 نشان داده شده است. شماره گذاری عناصر جدید همان چیزی است که طبق طرح شکل 11 آغاز شده است.

شکل 14

مدار به عنوان بخشی از شکل 14 آزمایش نشد. اما مدار مطابق شکل 11 که بر اساس آن ایجاد شده بود، به طور کامل آزمایش شد.

روش روشن/خاموش نشان داده شده در نمودار با نمونه سازی آزمایش شده است. روش‌های کنترل فعلی تاکنون تنها با شبیه‌سازی آزمایش شده‌اند. اما از آنجایی که روش های تنظیم بر اساس یک تثبیت کننده جریان واقعاً اثبات شده ایجاد می شوند، در طول مونتاژ فقط باید مقادیر مقاومت را برای مطابقت با پارامترهای ترانزیستور اثر میدان اعمال شده VT1 دوباره محاسبه کنید.

در مدار فوق، از هر دو گزینه برای تنظیم جریان بار استفاده می شود - با مقاومت متغیر Rp و ولتاژ ثابت 0 ... 5 ولت. تنظیم با یک مقاومت متغیر در مقایسه با شکل 12 کمی متفاوت انتخاب شد، که امکان اعمال هر دو گزینه را به طور همزمان فراهم کرد.

هر دو تنظیم وابسته هستند - جریان تنظیم شده در یک جهت حداکثر برای دیگری است. اگر از مقاومت متغیر Rp برای تنظیم جریان بار روی 0.5 آمپر استفاده شود، با تنظیم ولتاژ می توان جریان را از صفر به 0.5 آمپر تغییر داد. و بالعکس - جریان 0.5A، ​​تنظیم شده توسط یک ولتاژ ثابت، با یک مقاومت متغیر نیز از صفر به 0.5A تغییر می کند.

وابستگی تنظیم جریان بار توسط یک مقاومت متغیر نمایی است، بنابراین، برای به دست آوردن تنظیم خطی، توصیه می شود یک مقاومت متغیر با وابستگی لگاریتمی مقاومت به زاویه چرخش انتخاب شود.

با افزایش مقاومت Rp، جریان بار نیز افزایش می یابد.

وابستگی تنظیم جریان بار توسط ولتاژ ثابت خطی است.

سوئیچ SB1 تثبیت کننده را روشن یا خاموش می کند. هنگامی که کنتاکت ها باز هستند، تثبیت کننده خاموش است، هنگامی که کنتاکت ها بسته می شوند، روشن است.

با کنترل کاملا الکترونیکی، خاموش کردن تثبیت کننده را می توان با اعمال یک ولتاژ ثابت به طور مستقیم به سومین پایه ریز مدار یا با استفاده از یک ترانزیستور اضافی به دست آورد. بسته به منطق کنترل مورد نیاز.

خازن C4 شروع نرم تثبیت کننده را تضمین می کند. هنگامی که برق اعمال می شود، تا زمانی که خازن شارژ نشود، جریان ترانزیستور اثر میدان VT1 (و مقاومت R3) توسط مقاومت R2 محدود نمی شود، بلکه برابر با حداکثر ترانزیستور اثر میدانی است که در حالت منبع جریان روشن شده است. واحدها - ده ها میلی آمپر). ولتاژ در مقاومت R3 از آستانه ورودی جریان ریز مدار فراتر می رود، بنابراین ترانزیستور کلید ریز مدار بسته است. جریان عبوری از R3 به تدریج کاهش می یابد تا زمانی که به مقدار تعیین شده توسط مقاومت R2 برسد. با نزدیک شدن به این مقدار، ولتاژ مقاومت R3 کاهش می یابد، ولتاژ ورودی حفاظت جریان به طور فزاینده ای به ولتاژ مقاومت سنسور جریان R1 و بر این اساس به جریان بار بستگی دارد. در نتیجه، جریان بار شروع به افزایش از صفر به مقدار از پیش تعیین شده (توسط یک مقاومت متغیر یا یک ولتاژ کنترل ثابت) می کند.

تخته مدار چاپی.

در زیر گزینه هایی برای برد مدار چاپی تثبیت کننده (طبق بلوک دیاگرام شکل 2 یا شکل 10 - یک نسخه عملی) برای بسته های تراشه های مختلف (DIP-8 یا SO-8) و چوک های مختلف (استاندارد، ساخت کارخانه) وجود دارد. یا خانگی روی حلقه آهنی اسپری شده). این تابلو در برنامه Sprint-Layout نسخه 5 ترسیم شد:

همه گزینه ها برای نصب عناصر SMD با اندازه های استاندارد از 0603 تا 1206 بسته به قدرت محاسبه شده عناصر طراحی شده اند. تخته دارای صندلی برای تمام عناصر مدار است. هنگام لحیم کاری برد، برخی از عناصر ممکن است نصب نشوند (این قبلاً در بالا مورد بحث قرار گرفته است). به عنوان مثال، من قبلاً نصب خازن های C T تنظیم فرکانس و خروجی Co را به طور کامل کنار گذاشته ام (شکل 2). بدون خازن تنظیم فرکانس، تثبیت کننده در فرکانس بالاتر کار می کند و نیاز به خازن خروجی فقط در جریان های بار بالا (تا 1A) و (یا) اندوکتانس های کوچک سلف است. گاهی اوقات نصب یک خازن تنظیم فرکانس، کاهش فرکانس کاری و بر این اساس، تلفات توان دینامیکی در جریان های بار بالا منطقی است.

بردهای مدار چاپی هیچ ویژگی خاصی ندارند و بر روی PCB فویل یک طرفه و دو طرفه قابل ساخت هستند. هنگام استفاده از PCB دو طرفه، طرف دوم حک نمی شود و به عنوان یک هیت سینک اضافی و (یا) یک سیم مشترک عمل می کند.

هنگام استفاده از متالیزاسیون در قسمت پشت تخته به عنوان یک هیت سینک، باید یک سوراخ در نزدیکی هشتمین پایه ریز مدار ایجاد کنید و هر دو طرف را با یک جامپر کوتاه ساخته شده از سیم مسی ضخیم به هم لحیم کنید. اگر از ریز مدار در بسته DIP استفاده می کنید، باید سوراخ را روی پایه هشتم سوراخ کنید و هنگام لحیم کاری از این پین به عنوان جامپر استفاده کنید و پین را در دو طرف برد لحیم کنید.

به جای جامپر، با نصب یک پرچ ساخته شده از سیم مسی با قطر 1.8 میلی متر (یک هسته کابل با سطح مقطع 2.5 میلی متر مربع) نتایج خوبی حاصل می شود. پرچ بلافاصله پس از حکاکی تخته قرار می گیرد - باید سوراخی با قطری برابر با قطر سیم پرچ دریل کنید، یک تکه سیم را محکم وارد کنید و آن را کوتاه کنید تا از سوراخ بیش از 1 میلی متر بیرون بزند. و با چکش کوچک از دو طرف روی سندان کاملاً پرچ کنید. در سمت نصب، پرچ باید همسطح تخته باشد تا سر بیرون زده پرچ در لحیم نشدن قطعات اختلال ایجاد نکند.

شاید توصیه عجیب به نظر برسد که یک هیت سینک به طور خاص از پایه هشتم ریزمدار بسازید، اما آزمایش تصادف در مورد یک ریزمدار معیوب نشان داد که کل قسمت برق آن روی یک صفحه مسی پهن با خروجی جامد به 8 قرار دارد. پین کیس پین‌های 1 و 2 ریز مدار، اگرچه به صورت نوار ساخته شده‌اند، بسیار نازک هستند و نمی‌توان از آنها به عنوان هیت سینک استفاده کرد. تمام پایانه های دیگر کیس با بلورهای سیم نازک به کریستال ریز مدار متصل می شوند. جالب اینجاست که همه ریز مدارها به این شکل طراحی نشده اند. چندین مورد دیگر آزمایش‌شده نشان داد که کریستال در مرکز قرار دارد و پین‌های نوار ریز مدار همگی یکسان هستند. سیم کشی - با جامپر سیم. بنابراین، برای بررسی آن، باید چندین محفظه ریز مدار دیگر را "از هم جدا کنید".

هیت سینک همچنین می تواند از یک صفحه مستطیلی مسی (فولاد، آلومینیوم) به ضخامت 0.5-1 میلی متر با ابعادی که فراتر از تخته گسترش نمی یابد ساخته شود. هنگام استفاده از پکیج DIP، سطح صفحه فقط با ارتفاع سلف محدود می شود. بین صفحه و بدنه تراشه باید کمی خمیر حرارتی قرار دهید. با پکیج SO-8، برخی از قطعات نصب (خازن ها و دیودها) گاهی اوقات می توانند از اتصال محکم صفحه جلوگیری کنند. در این صورت به جای خمیر حرارتی بهتر است از واشر لاستیکی نوماکن با ضخامت مناسب استفاده شود. توصیه می شود هشتمین پایه ریز مدار را با سیم جامپر به این صفحه لحیم کنید.

اگر صفحه خنک کننده بزرگ است و دسترسی مستقیم به پایه هشتم ریز مدار را مسدود می کند، ابتدا باید یک سوراخ در صفحه مقابل پایه هشتم ایجاد کنید و ابتدا یک تکه سیم را به صورت عمودی به خود پین لحیم کنید. سپس، سیم را از سوراخ صفحه عبور دهید و آن را روی بدنه تراشه فشار دهید، آنها را به هم لحیم کنید.

یک شار خوب برای لحیم کاری آلومینیوم در حال حاضر موجود است، بنابراین بهتر است از آن یک هیت سینک درست کنید. در این حالت می توان هیت سینک را در امتداد پروفیل با بیشترین سطح خم کرد.

برای به دست آوردن جریان بار تا 1.5 آمپر، سینک حرارتی باید از هر دو طرف ساخته شود - به شکل یک چند ضلعی جامد در سمت پشت تخته و به شکل یک صفحه فلزی که روی بدنه تراشه فشرده شده است. در این حالت، لازم است پایه هشتم ریز مدار را هم به چند ضلعی در پشت و هم به صفحه فشرده شده روی کیس لحیم کنید. برای افزایش اینرسی حرارتی هیت سینک در قسمت پشتی برد نیز بهتر است آن را به صورت صفحه لحیم شده به چند ضلعی بسازید. در این حالت، راحت است که صفحه هیت سینک را روی میخ پرچ در پایه هشتم ریز مدار قرار دهید، که قبلاً هر دو طرف برد را به هم متصل می کرد. پرچ و صفحه را لحیم کنید و آن را با لحیم کاری در چندین مکان در اطراف محیط تخته محکم کنید.

به هر حال، هنگام استفاده از یک صفحه در قسمت پشتی برد، خود برد می تواند از PCB فویل یک طرفه ساخته شود.

کتیبه های روی تخته برای تعیین موقعیت عناصر به روش معمول (همانند آهنگ های چاپ شده) ساخته شده اند، به جز نوشته های روی چند ضلعی ها. دومی روی یک لایه سرویس سفید "F" ساخته شده است. در این صورت این کتیبه ها با اچ به دست می آیند.

سیم‌های برق و ال‌ای‌دی مطابق با نوشته‌های «+» و «-» برای برق، «A» و «K» برای LED‌ها در انتهای مخالف برد لحیم می‌شوند.

هنگام استفاده از تخته به صورت بدون محفظه (پس از بررسی و تنظیم)، راحت است که آن را در یک قطعه لوله حرارتی با طول و قطر مناسب قرار دهید و آن را با سشوار گرم کنید. انتهای هیت شرینک که هنوز خنک نشده است باید با انبردست نزدیک تر به پایانه ها فشرده شود. انقباض حرارتی تحت فشار داغ به هم چسبیده و محفظه ای تقریباً هوابند و نسبتاً بادوام را تشکیل می دهد. لبه های چین خورده آنقدر محکم چسبانده شده اند که وقتی می خواهید جدا شوید، انقباض حرارتی به سادگی می شکند. در عین حال، در صورت نیاز به تعمیر یا نگهداری، نواحی چین خورده هنگام گرم شدن مجدد با سشوار، خود را جدا می‌کنند، بدون اینکه حتی اثری از چین خوردگی باقی بماند. با کمی مهارت می توانید هیت شرینک هنوز داغ را با موچین بکشید و تخته را با دقت از روی آن جدا کنید. در نتیجه هیت شرینک برای بسته بندی مجدد تخته مناسب خواهد بود.

در صورت نیاز به آب بندی کامل تخته، پس از فشرده سازی پد حرارتی، می توان انتهای آن را با پد حرارتی پر کرد. برای تقویت "قاب" می توانید دو لایه هیت شرینک را روی تخته قرار دهید. اگرچه یک لایه کاملاً بادوام است.

برنامه محاسبه استابلایزر

برای محاسبه و ارزیابی سریع عناصر مدار، جدولی با فرمول ها در برنامه EXCEL رسم شد. برای راحتی، برخی از محاسبات توسط کد VBA پشتیبانی می شوند. عملکرد برنامه فقط در ویندوز XP آزمایش شد:

هنگامی که فایل را اجرا می کنید، ممکن است پنجره ای ظاهر شود که به شما در مورد وجود ماکروها در برنامه هشدار می دهد. شما باید دستور “Don’t disable macros” را انتخاب کنید. در غیر این صورت، برنامه با استفاده از فرمول های نوشته شده در سلول های جدول شروع می شود و حتی محاسبه مجدد را انجام می دهد، اما برخی از توابع غیرفعال می شوند (بررسی صحت ورودی، قابلیت بهینه سازی و غیره).

پس از شروع برنامه، پنجره ای ظاهر می شود که از شما می پرسد: "تمام داده های ورودی را به حالت پیش فرض بازیابی کنید؟" که در آن باید روی دکمه "بله" یا "خیر" کلیک کنید. اگر "بله" را انتخاب کنید، تمام داده های ورودی برای محاسبه به عنوان مثال به طور پیش فرض تنظیم می شوند. تمامی فرمول های محاسباتی نیز به روز خواهند شد. اگر "خیر" را انتخاب کنید، داده های ورودی از مقادیر ذخیره شده در جلسه قبل استفاده می کنند.

اساساً باید دکمه «خیر» را انتخاب کنید، اما اگر نمی‌خواهید نتایج محاسبات قبلی را ذخیره کنید، می‌توانید «بله» را انتخاب کنید. گاهی اوقات، اگر داده های ورودی بیش از حد نادرست را وارد کنید، نوعی نقص عملکرد یا به طور تصادفی محتویات یک سلول را با فرمول حذف کنید، خروج از برنامه و اجرای مجدد آن با پاسخ دادن به سوال "بله" آسان تر است. این آسان تر از جستجو و تصحیح خطاها و تجویز مجدد فرمول های گم شده است.

این برنامه یک کاربرگ معمولی اکسل با سه جدول مجزا ( داده های ورودی , خروجی , نتایج محاسبات ) و مدار تثبیت کننده.

دو جدول اول شامل نام پارامتر وارد شده یا محاسبه شده، نماد کوتاه آن (برای وضوح در فرمول ها نیز استفاده می شود)، مقدار پارامتر و واحد اندازه گیری است. در جدول سوم، نام‌ها به‌عنوان غیرضروری حذف شده‌اند، زیرا هدف عنصر دقیقاً در نمودار دیده می‌شود. مقادیر پارامترهای محاسبه شده با رنگ زرد مشخص شده اند و به طور مستقل قابل تغییر نیستند، زیرا فرمول ها در این سلول ها نوشته شده اند.

به میز " داده های ورودی » داده های اولیه وارد می شود. هدف برخی از پارامترها در یادداشت ها توضیح داده شده است. تمام سلول های دارای داده های ورودی باید پر شوند، زیرا همه آنها در محاسبه شرکت می کنند. استثنا سلولی با پارامتر "Load current ripple (Inp)" است - ممکن است خالی باشد. در این حالت، اندوکتانس سلف بر اساس حداقل مقدار جریان بار محاسبه می شود. اگر مقدار جریان ریپل بار را در این سلول تنظیم کنید، اندوکتانس سلف بر اساس مقدار ریپل مشخص شده محاسبه می شود.

برخی از پارامترها ممکن است در بین تولیدکنندگان مختلف تراشه متفاوت باشد - به عنوان مثال، مقدار ولتاژ مرجع یا مصرف جریان. برای به دست آوردن نتایج محاسباتی قابل اعتمادتر، باید داده های دقیق تری ارائه دهید. برای انجام این کار، می توانید از برگه دوم فایل ("Chips") استفاده کنید که حاوی لیست اصلی پارامترهای مختلف است. با شناخت سازنده تراشه، می توانید داده های دقیق تری پیدا کنید.

در جدول " خروجی » نتایج محاسبات میانی مورد علاقه یافت می شود. فرمول های مورد استفاده برای محاسبات را می توان با انتخاب سلول با مقدار محاسبه شده مشاهده کرد. یک سلول با پارامتر "Maximum fill factor (dmax)" را می توان در یکی از دو رنگ سبز و قرمز برجسته کرد. هنگامی که مقدار پارامتر قابل قبول است، سلول با رنگ سبز و هنگامی که از حداکثر مقدار مجاز فراتر رود، با رنگ قرمز مشخص می شود. در یادداشت سلولی می‌توانید بخوانید که کدام داده‌های ورودی برای اصلاح آن‌ها باید تغییر کنند.

سند AN920-D که این تراشه را با جزئیات بیشتری توصیف می کند، بیان می کند که حداکثر مقدار چرخه کاری تراشه MC34063 نمی تواند از 0.857 تجاوز کند، در غیر این صورت محدودیت های کنترل ممکن است با موارد مشخص شده مطابقت نداشته باشد. این مقدار است که به عنوان معیار صحت پارامتر به دست آمده در محاسبه در نظر گرفته می شود. درست است، عمل نشان داده است که مقدار واقعی ضریب پر می تواند بیشتر از 0.9 باشد. ظاهراً این اختلاف با گنجاندن "غیر استاندارد" توضیح داده می شود.

نتیجه محاسبات مقادیر عناصر غیرفعال مدار است که در جدول سوم خلاصه شده است. نتایج محاسبات" . مقادیر به دست آمده را می توان هنگام مونتاژ مدار تثبیت کننده استفاده کرد.

گاهی اوقات مفید است که مقادیر به دست آمده را متناسب با خود تنظیم کنید، به عنوان مثال، زمانی که مقدار به دست آمده مقاومت مقاومت، ظرفیت خازن یا اندوکتانس سلف با استاندارد مطابقت ندارد. همچنین جالب است که ببینیم چگونه تغییر مقادیر برخی از عناصر بر ویژگی های کلی مدار تأثیر می گذارد. این قابلیت در برنامه پیاده سازی شده است.

سمت راست میز " نتایج محاسبات" در کنار هر پارامتر یک مربع وجود دارد. هنگامی که روی دکمه سمت چپ ماوس روی مربع انتخاب شده کلیک می کنید، یک "پرنده" در آن ظاهر می شود که پارامتری را که نیاز به انتخاب دارد علامت گذاری می کند. در این حالت، برجسته زرد از فیلد با مقدار حذف می شود، به این معنی که شما می توانید به طور مستقل مقدار این پارامتر را انتخاب کنید. و در جدول " داده های ورودی" پارامترهایی که تغییر می کنند با رنگ قرمز مشخص می شوند. یعنی یک محاسبه مجدد معکوس انجام می شود - فرمول در یک سلول از جدول داده های ورودی نوشته می شود و پارامتر محاسبه مقدار جدول است " نتایج محاسبات" .

به عنوان مثال، با قرار دادن یک "پرنده" در مقابل اندوکتانس سلف در جدول " نتایج محاسبات" ، می بینید که پارامتر "حداقل بار جریان" جدول " با رنگ قرمز مشخص شده است. داده های ورودی ».

هنگامی که اندوکتانس تغییر می کند، برخی از پارامترهای جدول نیز تغییر می کند. خروجی "، برای مثال، "حداکثر جریان سلف و سوئیچ (I_Lmax)". به این ترتیب، می توانید یک چوک با حداقل اندوکتانس را از محدوده و ابعاد استاندارد انتخاب کنید، بدون اینکه از حداکثر جریان ترانزیستور کلید ریزمدار تجاوز کنید، اما مقدار حداقل جریان بار را "قربانی" کنید. در همان زمان، می بینید که مقدار خازن خروجی Co نیز برای جبران افزایش ریپل جریان بار افزایش یافته است.

پس از انتخاب اندوکتانس و اطمینان از اینکه سایر پارامترهای وابسته از حد خطرناک فراتر نمی روند، علامت تیک کنار پارامتر اندوکتانس را بردارید و بدین ترتیب نتیجه به دست آمده را قبل از تغییر سایر پارامترهایی که بر اندوکتانس سلف تأثیر می گذارند، ایمن کنید. علاوه بر این، در جدول " نتایج محاسبات" فرمول ها بازیابی می شوند و در جدول " داده های ورودی" برعکس حذف می شوند.

به همین ترتیب، می توانید سایر پارامترهای جدول را انتخاب کنید. نتایج محاسبات" . با این حال، باید در نظر داشته باشید که پارامترهای تقریباً همه فرمول ها با هم همپوشانی دارند، بنابراین اگر بخواهید همه پارامترهای این جدول را یکجا تغییر دهید، ممکن است یک پنجره خطا با پیامی در مورد ارجاعات متقابل ظاهر شود.

مقاله را با فرمت pdf دانلود کنید.

منبع تغذیه اصلی اغلب برای تغذیه تجهیزات الکترونیکی قابل حمل در خانه استفاده می شود. اما این همیشه راحت نیست، زیرا همیشه یک پریز برق رایگان در محل استفاده وجود ندارد. اگر نیاز به چند منبع تغذیه مختلف داشته باشید چه؟

یکی از راه حل های مناسب ساخت یک منبع برق جهانی است. و به عنوان منبع تغذیه خارجی، به ویژه از درگاه USB رایانه شخصی استفاده کنید. بر کسی پوشیده نیست که نسخه استاندارد قدرت را برای دستگاه های الکترونیکی خارجی با ولتاژ 5 ولت و جریان بار بیش از 500 میلی آمپر فراهم می کند.

اما، متأسفانه، بیشتر تجهیزات الکترونیکی قابل حمل برای عملکرد عادی به 9 یا 12 ولت نیاز دارند. یک میکرو مدار تخصصی به حل مشکل کمک می کند. مبدل ولتاژ در MC34063، که تولید را با پارامترهای مورد نیاز بسیار تسهیل خواهد کرد.

بلوک دیاگرام مبدل mc34063:

MC34063 محدودیت های عملیاتی

توضیحات مدار مبدل

در زیر نمودار شماتیکی از گزینه منبع تغذیه است که به شما امکان می دهد 9 ولت یا 12 ولت را از یک پورت USB 5 ولت در رایانه دریافت کنید.

مدار بر اساس یک ریزمدار تخصصی MC34063 (آنالوگ روسی K1156EU5) است. مبدل ولتاژ MC34063 یک مدار کنترل الکترونیکی برای مبدل DC/DC است.

دارای یک مرجع ولتاژ جبران شده با دما (CVS)، یک نوسانگر چرخه کاری متغیر، یک مقایسه کننده، یک مدار محدود کننده جریان، یک مرحله خروجی و یک کلید جریان بالا است. این تراشه به طور ویژه برای استفاده در مبدل های الکترونیکی بوست، باک و معکوس با کمترین تعداد المان ساخته شده است.

ولتاژ خروجی به دست آمده در نتیجه عملیات توسط دو مقاومت R2 و R3 تنظیم می شود. انتخاب بر این اساس انجام می شود که ورودی مقایسه کننده (پایه 5) باید ولتاژ 1.25 ولت داشته باشد. می توانید با استفاده از یک فرمول ساده مقاومت مقاومت ها را برای مدار محاسبه کنید:

Uout= 1.25 (1+R3/R2)

با دانستن ولتاژ خروجی مورد نیاز و مقاومت مقاومت R3، می توانید به راحتی مقاومت مقاومت R2 را تعیین کنید.

از آنجایی که ولتاژ خروجی توسط ولتاژ تعیین می شود، می توان مدار را تا حد زیادی با قرار دادن یک کلید در مدار بهبود بخشید که به آن اجازه می دهد مقادیر مختلفی را در صورت نیاز بدست آورد. در زیر نسخه ای از مبدل MC34063 برای دو ولتاژ خروجی (9 و 12 ولت) آمده است.

میکرو مدار یک مبدل پالس جهانی است که می تواند برای پیاده سازی مبدل های کاهنده، پله بالا و معکوس با حداکثر جریان داخلی تا 1.5 آمپر استفاده شود.

در زیر نمودار یک مبدل کاهنده با ولتاژ خروجی 5 ولت و جریان 500 میلی آمپر است.

مدار مبدل MC34063A

مجموعه ای از قطعات

تراشه: MC34063A
خازن های الکترولیتی: C2 = 1000mF/10V; C3 = 100mF/25V
خازن های فیلم فلزی: C1 = 431pF; C4 = 0.1mF
مقاومت: R1 = 0.3 اهم؛ R2 = 1k; R3 = 3k
دیود: D1 = 1N5819
خفگی: L1=220uH

C1 - ظرفیت خازن تنظیم فرکانس مبدل.
R1 مقاومتی است که در صورت تجاوز از جریان، ریزمدار را خاموش می کند.
C2 - خازن فیلتر. هر چه بزرگتر باشد، ریپل کمتر است، باید از نوع LOW ESR باشد.
R1, R2 - تقسیم کننده ولتاژ که ولتاژ خروجی را تنظیم می کند.
D1 - دیود باید فوق سریع یا دیود شاتکی با ولتاژ معکوس مجاز حداقل 2 برابر خروجی باشد.
ولتاژ تغذیه ریز مدار 9 - 15 ولت است و جریان ورودی نباید از 1.5 آمپر تجاوز کند.

PCB MC34063A

دو گزینه PCB

در اینجا می توانید یک ماشین حساب جهانی را دانلود کنید

• 20.09.2014

  ماشه دستگاهی با دو حالت تعادل پایدار است که برای ضبط و ذخیره اطلاعات طراحی شده است. فلیپ فلاپ می تواند 1 بیت داده را ذخیره کند. نماد ماشه شبیه یک مستطیل است که در داخل آن حرف T نوشته شده است سیگنال های ورودی به سمت چپ مستطیل متصل می شوند. نامگذاری ورودی های سیگنال در یک فیلد اضافی در سمت چپ مستطیل نوشته می شود. ...

• 21.09.2014

  مرحله خروجی تک چرخه تقویت کننده لوله حاوی حداقل قطعات است و به راحتی مونتاژ و تنظیم می شود. پنتودها در مرحله خروجی فقط در حالت های فوق خطی، سه راهی یا عادی قابل استفاده هستند. با اتصال تریود، شبکه محافظ از طریق یک مقاومت 100 ... 1000 اهم به آند متصل می شود. در یک اتصال فوق خطی، آبشار توسط سیستم عامل در امتداد شبکه محافظ پوشانده می شود که باعث کاهش ...

• 04.05.2015

  در شکل نمودار یک کنترل از راه دور مادون قرمز ساده و یک گیرنده که عنصر اجرایی آن رله است را نشان می دهد. به دلیل سادگی مدار کنترل از راه دور، دستگاه فقط می تواند دو عمل انجام دهد: رله را روشن کرده و با رها کردن دکمه S1 آن را خاموش کنید، که ممکن است برای اهداف خاصی (درهای گاراژ، باز کردن قفل الکترومغناطیسی و غیره) کافی باشد. ). راه اندازی مدار بسیار ...

• 05.10.2014

  مدار با استفاده از دو آپمپ TL072 ساخته شده است. یک پیش تقویت کننده با ضریب روی A1.1 ساخته شده است. تقویت با یک نسبت داده شده R2\R3. R1 کنترل صدا است. Op amp A1.2 دارای کنترل تون پل سه باند فعال است. تنظیمات توسط مقاومت های متغیر R7R8R9 انجام می شود. Coef. انتقال این گره 1. منبع شارژ اولیه ULF می تواند از ± 4 ولت تا 15 ولت باشد.