Когато разработчикът на всяко устройство е изправен пред въпроса „Как да получите необходимото напрежение?“, Отговорът обикновено е прост - линеен стабилизатор. Безспорното им предимство е ниската цена и минималното окабеляване. Но освен тези предимства, те имат недостатък - силно нагряване. Линейните стабилизатори преобразуват много ценна енергия в топлина. Следователно използването на такива стабилизатори в устройства, захранвани от батерии, не е препоръчително. По-икономични са DC-DC преобразуватели. За това ще си говорим.

Изглед отзад:

Всичко вече беше казано за принципите на работа преди мен, така че няма да се спирам на това. Нека само да кажа, че такива преобразуватели се предлагат в Step-UP (усилващи) и Step-Down (понижаващи) преобразуватели. Разбира се, второто ме интересуваше. Можете да видите какво се случи на снимката по-горе. Веригите на преобразувателя бяха внимателно преначертани от мен от листа с данни :-) Нека започнем с понижаващия преобразувател:

Както можете да видите, нищо сложно. Резисторите R3 и R2 образуват разделител, от който напрежението се отстранява и се подава към обратната връзка на микросхемата MC34063.Съответно, като промените стойностите на тези резистори, можете да промените напрежението на изхода на преобразувателя. Резисторът R1 служи за защита на микросхемата от повреда в случай на късо съединение. Ако вместо това запоите джъмпер, защитата ще бъде деактивирана и веригата може да излъчва магически дим, върху който работи цялата електроника. :-) Колкото по-голямо е съпротивлението на този резистор, толкова по-малък ток може да достави преобразувателят. Със съпротивлението си от 0,3 ома токът няма да надвишава половин ампер. Между другото, всички тези резистори могат да бъдат изчислени от моя. Дроселът го взех готов, но никой не ми забранява сам да си го навия. Основното е, че има необходимия ток. Диодът също е всеки Шотки и също за необходимия ток. В краен случай можете да свържете паралелно два маломощни диода. Напреженията на кондензатора не са посочени на диаграмата, те трябва да бъдат избрани въз основа на входното и изходното напрежение. По-добре е да го вземете с двойна резерва.
Преобразувателят Step-UP има малки разлики в схемата си:

Изискванията за частите са същите като за Step-Down. Що се отнася до качеството на полученото изходно напрежение, то е доста стабилно и пулсациите са, както се казва, малки. (Аз самият не мога да кажа за вълните, тъй като все още нямам осцилоскоп). Въпроси, предложения в коментарите.

В днешно време се появиха много стабилизатори на ток на LED микросхеми, но всички те, като правило, са доста скъпи. И тъй като нуждата от такива стабилизатори поради разпространението на мощни светодиоди е голяма, трябва да търсим варианти за поевтиняването им.

Тук предлагаме друга версия на стабилизатора, базирана на обикновения и евтин чип за стабилизиране на ключове MC34063. Предложената версия се различава от вече известните стабилизаторни вериги на тази микросхема чрез леко нестандартното си включване, което позволява да се увеличи работната честота и да се осигури стабилност дори при ниски стойности на индуктивността на индуктора и капацитета на изходния кондензатор.

Характеристики на микросхемата - PWM или PWM?

Особеността на микросхемата е, че е едновременно ШИМ и реле! Освен това можете сами да изберете какво ще бъде то.

Документът AN920-D, който описва по-подробно тази микросхема, казва приблизително следното (вижте функционалната схема на микросхемата на фиг. 2).

При зареждане на синхронизиращия кондензатор на един вход на логическия елемент "И", който управлява тригера, се задава логическа. Ако изходното напрежение на стабилизатора е по-ниско от номиналното (на входа с прагово напрежение 1,25 V), тогава на втория вход на същия елемент се задава и логическо. В този случай също се задава логическа единица на изхода на елемента и на входа “S” на тригера се задава (активното ниво на входа “S” е логическа 1), а на изхода му “Q ” се появява логичен, отварящ ключовите транзистори.

Когато напрежението на кондензатора за настройка на честотата достигне горния праг, той започва да се разрежда и на първия вход на логическия елемент "И" се появява логическа нула. Същото ниво се подава и към входа за нулиране на тригера (активното ниво на входа "R" е логическа 0) и го нулира. На изхода "Q" на тригера се появява логическа нула и ключовите транзистори се затварят.
След това цикълът се повтаря.

Функционалната диаграма показва, че това описание се отнася само за текущия компаратор, който е функционално свързан с главния осцилатор (управляван от вход 7 на микросхемата). Но изходът на компаратора на напрежение (контролиран от вход 5) няма такива „привилегии“.

Оказва се, че във всеки цикъл токовият компаратор може както да отваря ключовите транзистори, така и да ги затваря, ако, разбира се, компараторът на напрежение го позволява. Но самият компаратор на напрежение може да издаде само разрешение или забрана за отваряне, което може да бъде обработено само в следващия цикъл.

От това следва, че ако свържете накъсо входа на токовия компаратор (щифтове 6 и 7) и управлявате само компаратора на напрежение (щифт 5), тогава ключовите транзистори се отварят от него и остават отворени до края на цикъла на зареждане на кондензатора , дори ако напрежението на входа на компаратора надвишава прага. И само когато кондензаторът започне да се разрежда, генераторът ще затвори транзисторите. В този режим мощността, подадена към товара, може да се дозира само от честотата на главния осцилатор, тъй като ключовите транзистори, въпреки че са затворени принудително, са само за време от порядъка на 0,3-0,5 μs при всяка стойност на честотата. И този режим е по-близък до PFM - честотна импулсна модулация, която принадлежи към релейния тип регулиране.

Ако, напротив, свържете накъсо входа на компаратора на напрежение към корпуса, елиминирайки го от работа, и контролирате само входа на токовия компаратор (пин 7), тогава ключовите транзистори ще бъдат отворени от главния осцилатор и се затваря по команда на текущия компаратор във всеки цикъл! Тоест, при липса на товар, когато текущият компаратор не работи, транзисторите се отварят за дълго време и се затварят за кратък период от време. При претоварване, напротив, те се отварят и веднага се затварят за дълго време по команда на текущия компаратор. При някои средни стойности на тока на натоварване, ключовете се отварят от генератора и след известно време, след задействане на текущия компаратор, те се затварят. Така в този режим мощността в товара се регулира от продължителността на отвореното състояние на транзисторите - тоест пълна ШИМ.

Може да се твърди, че това не е ШИМ, тъй като в този режим честотата не остава постоянна, а се променя - намалява с увеличаване на работното напрежение. Но при постоянно захранващо напрежение честотата остава непроменена и токът на натоварване се стабилизира само чрез промяна на продължителността на импулса. Следователно можем да предположим, че това е пълноправен PWM. И промяната в работната честота при промяна на захранващото напрежение се обяснява с директната връзка на токовия компаратор с главния осцилатор.

Когато и двата компаратора се използват едновременно (в класическата схема), всичко работи абсолютно еднакво и режимът на ключ или PWM се включва в зависимост от това кой компаратор се задейства в момента: когато има пренапрежение - ключът (PWM) , а при претоварване по тока - ШИМ

Можете напълно да елиминирате компаратора на напрежението от работа, като свържете 5-ия щифт на микросхемата към корпуса и също така да стабилизирате напрежението с помощта на PWM, като инсталирате допълнителен транзистор. Тази опция е показана на фиг. 1.

Фиг. 1

Стабилизирането на напрежението в тази схема се осъществява чрез промяна на напрежението на входа на токовия компаратор. Референтното напрежение е праговото напрежение на затвора на полевия транзистор VT1. Изходното напрежение на стабилизатора е пропорционално на произведението на праговото напрежение на транзистора и коефициента на разделяне на резистивния делител Rd1, Rd2 и се изчислява по формулата:

Uout=Up(1+Rd2/Rd1), където

Up – Прагово напрежение VT1 (1.7…2V).

Текущата стабилизация все още зависи от съпротивлението на резистора R2.

Принципът на работа на токовия стабилизатор.

Чипът MC34063 има два входа, които могат да се използват за стабилизиране на тока.

Единият вход има прагово напрежение от 1,25 V (5-ти извод ms), което не е от полза за сравнително мощни светодиоди поради загуби на мощност. Например, при ток от 700mA (за 3W светодиод), имаме загуби на резистора на сензора за ток от 1,25*0,7A=0,875W. Само поради тази причина, теоретичната ефективност на преобразувателя не може да бъде по-висока от 3W/(3W+0,875W)=77%. Реалното е 60%...70%, което е сравнимо с линейни стабилизатори или просто резистори за ограничаване на тока.

Вторият вход на микросхемата има прагово напрежение от 0,3 V (7-ми щифт ms) и е предназначен да предпазва вградения транзистор от свръхток.
Обикновено тази микросхема се използва по следния начин: вход с праг от 1,25 V - за стабилизиране на напрежение или ток и вход с праг от 0,3 V - за защита на микросхемата от претоварване.
Понякога се инсталира допълнителен операционен усилвател за усилване на напрежението от текущия сензор, но няма да разгледаме тази опция поради загубата на привлекателната простота на веригата и увеличаването на цената на стабилизатора. Ще бъде по-лесно да вземете друга микросхема...

В тази опция се предлага да се използва вход с прагово напрежение от 0,3 V за стабилизиране на тока и просто да се изключи другият с напрежение от 1,25 V.

Схемата се оказва много проста. За по-лесно възприемане са показани функционалните единици на самата микросхема (фиг. 2).

Фиг.2

Предназначение и избор на елементи на веригата.

Диод D с дросел L— елементите на всеки импулсен стабилизатор се изчисляват съответно за необходимия ток на натоварване и непрекъснатия режим на тока на индуктора.

Кондензатори Cаз и Со– блокиране на вход и изход. Изходният кондензатор Co не е фундаментално необходим поради малки вълни на тока на натоварване, особено при големи стойности на индуктивността на индуктора; следователно, той се изчертава като пунктирана линия и може да не присъства в реалната верига.

Кондензатор CT– настройка на честотата. Освен това не е принципно необходим елемент, така че е показан с пунктирана линия.

Листовете с данни за микросхемата показват максимална работна честота от 100 KHz, параметрите на таблицата показват средна стойност от 33 KHz, а графиките, показващи зависимостта на продължителността на отворените и затворените състояния на превключвателя от капацитета на честотата- настройващият кондензатор показва минималните стойности съответно от 2 μs и 0,3 μs (с капацитет 10 pF).
Оказва се, че ако вземем последните стойности, тогава периодът е 2μs+0.3μs=2.3μs, а това е честота от 435KHz.

Ако вземем предвид принципа на работа на микросхемата - тригер, зададен от импулс на главен осцилатор и нулиран от токов компаратор, се оказва, че тази ms е логична и логиката има работна честота от поне няколко MHz. Оказва се, че производителността ще бъде ограничена само от скоростните характеристики на ключовия транзистор. И ако не работи на честота от 400 KHz, тогава фронтовете с импулсни затихвания ще бъдат забавени и ефективността ще бъде много ниска поради динамични загуби. Практиката обаче показва, че микросхемите от различни производители стартират добре и изобщо работят без кондензатор за настройка на честотата. И това даде възможност да се увеличи максимално работната честота - до 200 KHz - 400 KHz, в зависимост от вида на микросхемата и нейния производител. Ключовите транзистори на микросхемата поддържат такива честоти добре, тъй като нарастването на импулса не надвишава 0,1 μs, а времето на падане не надвишава 0,12 μs при работна честота от 380 KHz. Следователно, дори при такива повишени честоти, динамичните загуби в транзисторите са доста малки, а основните загуби и нагряване се определят от повишеното напрежение на насищане на ключовия транзистор (0,5...1V).

Резистор Rbограничава базовия ток на вградения ключов транзистор. Включването на този резистор, показано на диаграмата, ви позволява да намалите разсейваната върху него мощност и да увеличите ефективността на стабилизатора. Спадът на напрежението през резистора Rb е равен на разликата между захранващото напрежение, напрежението на товара и спада на напрежението в микросхемата (0,9-2V).

Например, при последователна верига от 3 светодиода с общ спад на напрежението от 9...10V и захранван от батерия (12-14V), спадът на напрежението върху резистора Rb не надвишава 4V.

В резултат на това загубите на резистора Rb са няколко пъти по-малки в сравнение с типичното свързване, когато резисторът е свързан между 8-ия щифт ms и захранващото напрежение.

Трябва да се има предвид, че или допълнителен резистор Rb вече е инсталиран вътре в микросхемата, или съпротивлението на самата ключова структура е увеличено, или ключовата структура е проектирана като източник на ток. Това следва от графиката на зависимостта на напрежението на насищане на структурата (между щифтове 8 и 2) от захранващото напрежение при различни съпротивления на ограничителния резистор Rb (фиг. 3).

Фиг.3

В резултат на това в някои случаи (когато разликата между захранващото и товарното напрежение е малка или загубите могат да се прехвърлят от резистора Rb към микросхемата), резисторът Rb може да бъде пропуснат, като директно свързва пин 8 на микросхемата или към изхода, или към захранващото напрежение.

И когато общата ефективност на стабилизатора не е особено важна, можете да свържете щифтове 8 и 1 на микросхемата един към друг. В този случай ефективността може да намалее с 3-10% в зависимост от тока на натоварване.

Когато избирате стойността на резистора Rb, трябва да направите компромис. Колкото по-ниско е съпротивлението, толкова по-ниско е първоначалното захранващо напрежение, започва режимът на стабилизиране на тока на натоварване, но в същото време загубите на този резистор се увеличават в голям диапазон от промени в захранващото напрежение. В резултат на това ефективността на стабилизатора намалява с увеличаване на захранващото напрежение.

Следващата графика (фиг. 4), като пример, показва зависимостта на тока на натоварване от захранващото напрежение при две различни стойности на резистора Rb - 24 Ohm и 200 Ohm. Ясно се вижда, че при резистор 200 Ohm стабилизацията изчезва при захранващи напрежения под 14V (поради недостатъчен базов ток на ключовия транзистор). С резистор 24 Ohm стабилизацията изчезва при напрежение 11,5 V.

Фиг.4

Следователно е необходимо внимателно да се изчисли съпротивлението на резистора Rb, за да се получи стабилизация в необходимия диапазон на захранващите напрежения. Особено при захранване от батерия, когато този диапазон е малък и само няколко волта.

Резистор Rscе сензор за ток на натоварване. Изчисляването на този резистор няма специални характеристики. Трябва само да вземете предвид, че референтното напрежение на текущия вход на микросхемата се различава от различните производители. Таблицата по-долу показва действително измерените стойности на референтното напрежение на някои микросхеми.

Чип	Продуцент	U справка (V)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	Globaltech Semiconductor
SP34063A	Sipex Corporation
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Аналогова технология
AP34063A	Аначип
MC34063A	Феърчайлд

Статистиката за стойността на референтното напрежение е малка, така че дадените стойности не трябва да се считат за стандартни. Просто трябва да имате предвид, че действителната стойност на референтното напрежение може да се различава значително от стойността, посочена в листа с данни.

Такова голямо разпространение в референтното напрежение очевидно се дължи на целта на токовия вход - не стабилизиране на тока на натоварване, а защита от претоварване. Въпреки това, точността на поддържане на тока на натоварване в горната версия е доста добра.

Относно устойчивостта.

Чипът MC34063 няма способността да въвежда корекция във веригата на операционната система. Първоначално стабилността се постига чрез повишени стойности на индуктивността L на индуктора и особено на капацитета на изходния кондензатор Co. В този случай възниква известен парадокс - при работа на по-високи честоти необходимите пулсации на напрежение и ток на натоварване могат да се получат с малка индуктивност и капацитет на филтърните елементи, но в същото време веригата може да бъде възбудена, така че е необходимо е да се инсталира голяма индуктивност и (или) голям капацитет. В резултат на това размерите на стабилизатора са надценени.

Допълнителен парадокс е, че за понижаващите превключващи стабилизатори изходният кондензатор не е фундаментално необходим елемент. Необходимото ниво на пулсации на тока (напрежението) може да се получи с един дросел.

Можете да получите добра стабилност на стабилизатора при необходимите или намалени стойности на индуктивност и, по-специално, капацитет на изходния филтър, като инсталирате допълнителна RC коригираща верига Rf и Cf, както е показано на фигура 2.

Практиката показва, че оптималната стойност на времеконстантата на тази верига трябва да бъде не по-малка от 1KOhm*uF. Стойностите на параметрите на веригата като резистор 10KΩ и кондензатор 0,1μF могат да се считат за доста удобни.

С такава верига за коригиране стабилизаторът работи стабилно в целия диапазон на захранващото напрежение, с ниски стойности на индуктивност (единици μH) и капацитет (единици и части от μF) на изходния филтър или изобщо без изходен кондензатор.

Режимът PWM играе важна роля за стабилността, когато се използва за стабилизиране на текущия вход на микросхемата.

Корекцията позволи на някои микросхеми, които преди това изобщо не искаха да работят нормално, да работят на по-високи честоти.

Например следната графика показва зависимостта на работната честота от захранващото напрежение за микросхемата MC34063ACD от STMicroelectronics с капацитет на кондензатора за настройка на честотата от 100 pF.

Фиг.5

Както може да се види от графиката, без корекция тази микросхема не искаше да работи при по-високи честоти дори при малък капацитет на кондензатора за настройка на честотата. Промяната на капацитета от нула до няколкостотин pF не повлия фундаментално на честотата и максималната му стойност едва достига 100 KHz.

След въвеждането на веригата за корекция на RfCf, същата тази микросхема (като други подобни на нея) започна да работи на честоти до почти 300 KHz.

Горната зависимост може би може да се счита за типична за повечето микросхеми, въпреки че микросхемите на някои компании работят на по-високи честоти без корекция и въвеждането на корекция позволи да се получи за тях работна честота от 400 KHz при захранващо напрежение 12. .14V.

Следващата графика показва работата на стабилизатора без корекция (фиг. 6).

Фиг.6

Графиката показва зависимостите на консумирания ток (Ip), тока на натоварване (In) и изходния ток на късо съединение (Isc) от захранващото напрежение за две стойности на изходния капацитет на кондензатора (Co) - 10 µF и 220 µF.

Ясно се вижда, че увеличаването на капацитета на изходния кондензатор повишава стабилността на стабилизатора - начупените криви при капацитет 10 μF са причинени от самовъзбуждане. При захранващо напрежение до 16V няма възбуждане, появява се при 16-18V. След това се получава някаква промяна на режима и при напрежение 24V се появява втори кинк. В същото време работната честота се променя, което също се вижда на предишната графика (фиг. 5) на зависимостта на работната честота от захранващото напрежение (и двете графики са получени едновременно при изследване на един екземпляр на стабилизатора).

Увеличаването на капацитета на изходния кондензатор до 220 µF или повече увеличава стабилността, особено при ниски захранващи напрежения. Но това не премахва вълнението. Повече или по-малко стабилна работа на стабилизатора може да се постигне с капацитет на изходния кондензатор най-малко 1000 µF.

В този случай индуктивността на индуктора има много малък ефект върху общата картина, въпреки че е очевидно, че увеличаването на индуктивността увеличава стабилността.

Промените в работната честота влияят върху стабилността на тока на натоварване, което също се вижда на графиката. Общата стабилност на изходния ток при промяна на захранващото напрежение също не е задоволителна. Токът може да се счита за относително стабилен в доста тесен диапазон от захранващи напрежения. Например, когато работи на батерия.

Въвеждането на корекционната верига RfCf коренно променя работата на стабилизатора.

Следващата графика показва работата на същия стабилизатор, но с корекционната верига RfCf.

Фиг.7

Ясно се вижда, че стабилизаторът започна да работи както трябва да бъде за токов стабилизатор - токовете на натоварване и късо съединение са почти равни и постоянни в целия диапазон на захранващите напрежения. В този случай изходният кондензатор като цяло престава да влияе върху работата на стабилизатора. Сега капацитетът на изходния кондензатор влияе само върху нивото на пулсации на тока и напрежението на товара и в много случаи кондензаторът изобщо не може да бъде инсталиран.

По-долу, като пример, са дадени стойностите на пулсациите на тока на натоварване при различни капацитети на изходния кондензатор Co. Светодиодите са свързани 3 последователно в 10 паралелни групи (30 бр.). Захранващо напрежение - 12V. Дросел 47 µH.

Без кондензатор: ток на натоварване 226mA +-65mA или 22,6mA +-6,5mA на светодиод.
С кондензатор 0,33uF: 226mA +-25mA или 22,6mA +-2,5mA на светодиод.
С кондензатор 1,5uF: 226mA +-5mA или 22,6mA +-0,5mA на светодиод.
С 10uF кондензатор: 226mA +-2,5mA или 22,6mA +-0,25mA на LED.

Тоест, без кондензатор, с общ ток на натоварване от 226 mA, пулсацията на тока на натоварване е 65 mA, което, по отношение на един светодиод, дава среден ток от 22,6 mA и пулсация от 6,5 mA.

Може да се види как дори малък капацитет от 0,33 μF рязко намалява пулсациите на тока. В същото време увеличаването на капацитета от 1 µF до 10 µF вече има малък ефект върху нивото на пулсации.

Всички кондензатори бяха керамични, тъй като конвенционалните електролити или тантал не осигуряват дори близки нива на пулсации.

Оказва се, че 1 µF кондензатор на изхода е напълно достатъчен за всички случаи. Увеличаването на капацитета до 10 µF с ток на натоварване от 0,2-0,3 A едва ли има смисъл, тъй като пулсациите вече не намаляват значително в сравнение с 1 µF.
Ако вземете индуктора с по-висока индуктивност, тогава можете да правите без кондензатор дори при високи токове на натоварване и (или) високи захранващи напрежения.

Пулсацията на входното напрежение при захранване от 12 V и капацитет на входния кондензатор Ci 10 μF не надвишава 100 mV.

Силови възможности на микросхемата.

Микросхемата MC34063 работи нормално при захранващо напрежение от 3V до 40V според спецификациите (MS от STM - до 50V) и реално до 45V, осигурявайки ток на натоварване до 1A за пакет DIP-8 и до 0,75 A за пакет SO-8. Чрез комбиниране на серийно и паралелно свързване на светодиоди, можете да изградите лампа с изходна мощност от 3V*20mA=60mW до 40V*0.75...1A=30...40W.

Като се вземе предвид напрежението на насищане на ключовия транзистор (0,5...0,8V) и допустимата мощност от 1,2W, разсейвана от корпуса на микросхемата, токът на натоварване може да се увеличи до 1,2W/0,8V=1,5A за DIP -8 пакет и до 1A за пакет SO-8.

В този случай обаче е необходим добър радиатор, в противен случай вградената в чипа защита от прегряване няма да позволи работа при такъв ток.

Стандартното DIP запояване на тялото на микросхемата в платката не осигурява необходимото охлаждане при максимални токове. Необходимо е да се формоват щифтовете на DIP корпуса за SMD версията, като се отстранят тънките краища на щифтовете. Останалата широка част от щифтовете се огъва наравно с основата на кутията и едва след това се запоява върху платката. Полезно е да поставите печатната платка така, че да има широка площ под тялото на микросхемата и преди да инсталирате микросхемата, трябва да нанесете малко топлопроводима паста върху нейната основа.

Поради късите и широки щифтове, както и поради плътното прилягане на корпуса към медния многоъгълник на печатната платка, топлинното съпротивление на корпуса на микросхемата е намалено и то ще може да разсее малко повече мощност.

За кутията SO-8 помага инсталирането на допълнителен радиатор под формата на плоча или друг профил директно върху горната част на кутията.

От една страна подобни опити за увеличаване на мощността изглеждат странни. В крайна сметка можете просто да преминете към друга, по-мощна микросхема или да инсталирате външен транзистор. И при токове на натоварване над 1,5A, това ще бъде единственото правилно решение. Въпреки това, когато се изисква ток на натоварване от 1,3 A, можете просто да подобрите разсейването на топлината и да опитате да използвате по-евтина и по-проста опция на чипа MC34063.

Максималната ефективност, получена в тази версия на стабилизатора, не надвишава 90%. По-нататъшното повишаване на ефективността се предотвратява от повишеното напрежение на насищане на ключовия транзистор - поне 0,4...0,5V при токове до 0,5A и 0,8...1V при токове 1...1,5A. Следователно основният нагревателен елемент на стабилизатора винаги е микросхемата. Вярно е, че забележимо нагряване се получава само при максимална мощност за конкретен случай. Например, микросхема в пакет SO-8 се нагрява до 100 градуса при ток на натоварване от 1А и без допълнителен радиатор се изключва циклично от вградената защита от прегряване. При токове до 0.5A...0.7A микросхемата е леко топла, а при токове 0.3...0.4A изобщо не се нагрява.

При по-високи токове на натоварване работната честота може да бъде намалена. В този случай динамичните загуби на ключовия транзистор са значително намалени. Общата загуба на мощност и нагряването на кутията са намалени.

Външни елементи, които влияят на ефективността на стабилизатора, са диод D, индуктор L и резистори Rsc и Rb. Следователно, диодът трябва да бъде избран с ниско напрежение (диод на Шотки), а индукторът трябва да бъде избран с възможно най-ниско съпротивление на намотката.

Можете да намалите загубите на резистора Rsc, като намалите праговото напрежение, като изберете микросхема от подходящия производител. Това вече беше обсъдено по-рано (вижте таблицата в началото).

Друга възможност за намаляване на загубите на резистора Rsc е да се въведе допълнително постоянно отклонение на тока за резистора Rf (това ще бъде показано по-подробно по-долу, като се използва конкретен пример за стабилизатор).

Резисторът Rb трябва да бъде внимателно изчислен, като се опитвате да го вземете с възможно най-голямо съпротивление. Когато захранващото напрежение се промени в големи граници, по-добре е да смените резистора Rb с източник на ток. В този случай увеличаването на загубите с увеличаване на захранващото напрежение няма да бъде толкова рязко.

Когато се вземат всички горепосочени мерки, делът на загубите на тези елементи е 1,5-2 пъти по-малък от загубите на микросхемата.

Тъй като към текущия вход на микросхемата се подава постоянно напрежение, пропорционално само на тока на натоварване, а не, както обикновено, импулсно напрежение, пропорционално на тока на ключовия транзистор (сумата от токовете на натоварване и изходния кондензатор) , индуктивността на индуктора вече не влияе върху стабилността на работа, тъй като престава да бъде верига за коригиране на елемент (нейната роля се играе от веригата RfCf). Само амплитудата на тока на ключовия транзистор и пулсациите на тока на натоварване зависят от стойността на индуктивността. И тъй като работните честоти са относително високи, дори при ниски стойности на индуктивност пулсациите на тока на натоварване са малки.

Въпреки това, поради сравнително нискомощния ключов транзистор, вграден в микросхемата, индуктивността на индуктора не трябва да се намалява значително, тъй като това увеличава пиковия ток на транзистора, докато средната му стойност остава същата и напрежението на насищане се увеличава. В резултат на това се увеличават загубите на транзистора и общата ефективност намалява.
Вярно, не драматично - с няколко процента. Например, замяната на индуктора от 12 µH на 100 µH направи възможно повишаването на ефективността на един от стабилизаторите от 86% на 90%.

От друга страна, това позволява, дори при ниски токове на натоварване, да се избере дросел с ниска индуктивност, като се гарантира, че амплитудата на тока на ключовия транзистор не надвишава максимално допустимата стойност за микросхемата, 1,5A.

Например, при ток на натоварване от 0,2 A с напрежение 9...10V, захранващо напрежение 12...15V и работна честота 300KHz, е необходим дросел с индуктивност 53µH. В този случай импулсният ток на ключовия транзистор на микросхемата не надвишава 0,3A. Ако намалим индуктивността на индуктора до 4 μH, тогава при същия среден ток импулсният ток на ключовия транзистор ще се увеличи до граничната стойност (1,5 A). Вярно е, че ефективността на стабилизатора ще намалее поради увеличените динамични загуби. Но може би в някои случаи ще бъде приемливо да се жертва ефективността, но да се използва малък индуктор с малка индуктивност.

Увеличаването на индуктивността на индуктора също ви позволява да увеличите максималния ток на натоварване до максималната стойност на тока на ключовия транзистор на микросхемата (1,5 A).

С увеличаването на индуктивността на индуктора текущата форма на превключващия транзистор се променя от напълно триъгълна до напълно правоъгълна. И тъй като площта на правоъгълника е 2 пъти по-голяма от площта на триъгълника (със същата височина и основа), средната стойност на тока на транзистора (и натоварването) може да се увеличи 2 пъти с постоянна амплитуда на токовите импулси.

Тоест, с триъгълна форма на импулс с амплитуда 1,5A, средният ток на транзистора и натоварването е:

където k е максималният работен цикъл на импулса, равен на 0,9 за дадена микросхема.

В резултат на това максималният ток на натоварване не надвишава:

In=1.5A/2*0.9=0.675A.

И всяко увеличаване на тока на натоварване над тази стойност води до превишаване на максималния ток на ключовия транзистор на микросхемата.

Следователно всички таблици с данни за тази микросхема показват максимален ток на натоварване от 0,75 A.

Чрез увеличаване на индуктивността на индуктора, така че токът на транзистора да стане правоъгълен, можем да премахнем двете от формулата за максимален ток и да получим:

In=1.5A*k=1.5A*0.9=1.35A.

Трябва да се има предвид, че при значително увеличаване на индуктивността на индуктора, неговите размери също леко се увеличават. Въпреки това, понякога се оказва по-лесно и по-евтино да се увеличи тока на натоварване чрез увеличаване на размера на индуктора, отколкото инсталирането на допълнителен мощен транзистор.

Естествено, с необходимите токове на натоварване над 1,5 A, няма начин да инсталирате допълнителен транзистор (или друга микросхема на контролера) и ако сте изправени пред избор: ток на натоварване от 1,4 A или друга микросхема, тогава вие първо трябва да се опитате да разрешите проблема, като увеличите индуктивността, като преминете към увеличаване на размера на дросела.

Листовете с данни за чипа показват, че максималният работен цикъл не надвишава 6/7 = 0,857. В действителност стойности от почти 0,9 се получават дори при високи работни честоти от 300-400 KHz. При по-ниски честоти (100-200KHz) работният цикъл може да достигне 0,95.

Следователно стабилизаторът работи нормално с малка разлика в напрежението на входа и изхода.

Стабилизаторът работи интересно, когато товарните токове са по-ниски от номиналните, причинени от спад на захранващото напрежение под зададеното - ефективността е минимум 95%...

Тъй като PWM се реализира не по класическия начин (пълен контрол на главния осцилатор), а по "релеен" начин, като се използва тригер (старт от генератора, нулиране от компаратора), тогава при ток под номиналния, възможна е ситуация, когато ключовият транзистор спре да се затваря. Разликата между захранващото и товарното напрежение се свежда до напрежението на насищане на превключващия транзистор, което обикновено не надвишава 1V при токове до 1A и не повече от 0,2-0,3V при токове до 0,2-0,3A. Въпреки наличието на статични загуби, няма динамични и транзисторът работи почти като джъмпер.

Дори когато транзисторът остава контролиран и работи в режим PWM, ефективността остава висока поради намаляването на тока. Например, при разлика от 1,5 V между захранващото напрежение (10 V) и напрежението на светодиодите (8,5 V), веригата продължава да работи (макар и при честота, намалена наполовина) с ефективност от 95%.

Параметрите на тока и напрежението за този случай ще бъдат посочени по-долу, когато се разглеждат практически вериги на стабилизатор.

Практични опции за стабилизатор.

Няма да има много опции, тъй като най-простите, повтарящи класическите опции в дизайна на веригата, не позволяват нито увеличаване на работната честота или ток, нито повишаване на ефективността, нито получаване на добра стабилност. Следователно най-оптималният вариант е този, чиято блок-схема е показана на фиг. 2. Само стойностите на компонентите могат да се променят в зависимост от необходимите характеристики на стабилизатора.

Фигура 8 показва диаграма на класическата версия.

Фиг.8

Една от характеристиките е, че след премахване на тока на изходния кондензатор (C3) от OS веригата стана възможно да се намали индуктивността на индуктора. За теста беше взет стар домашен дросел на прът DM-3 с 12 μH. Както можете да видите, характеристиките на веригата се оказаха доста добри.

Желанието за увеличаване на ефективността доведе до схемата, показана на фиг. 9

Фиг.9

За разлика от предишната схема, резисторът R1 е свързан не към източника на захранване, а към изхода на стабилизатора. В резултат на това напрежението на резистора R1 стана по-малко с размера на напрежението на товара. При еднакъв ток през него, мощността, която се отделя от него, намалява от 0,5 W на 0,15 W.

В същото време е увеличена индуктивността на индуктора, което също повишава ефективността на стабилизатора. В резултат на това ефективността се увеличава с няколко процента. Конкретните числа са показани на диаграмата.

Друга характерна черта на последните две схеми. Веригата на фиг. 8 има много добра стабилност на тока на натоварване при промяна на захранващото напрежение, но ефективността е доста ниска. Веригата на фиг. 9, напротив, има доста висока ефективност, но текущата стабилност е лоша - когато захранващото напрежение се промени от 12V на 15V, токът на натоварване се увеличава от 0,27A до 0,3A.

Това е причинено от грешен избор на резистор R1, както беше споменато по-рано (виж Фиг. 4). Тъй като повишеното съпротивление R1, намалявайки стабилността на тока на натоварване, повишава ефективността, в някои случаи това може да се използва. Например при захранване от батерията, когато границите на промяна на напрежението са малки и високата ефективност е по-подходяща.

Трябва да се отбележи определен модел.

Бяха произведени доста стабилизатори (почти всички те бяха използвани за замяна на лампи с нажежаема жичка с LED лампи в интериора на автомобила) и докато стабилизаторите бяха необходими от време на време, микросхемите бяха взети от дефектни платки на мрежата „Хъбове“ и „ Превключватели”. Въпреки разликата в производителите, почти всички микросхеми позволиха да се получат прилични характеристики на стабилизатор дори в прости схеми.

Единственият чип, на който попаднах, беше GS34063S на Globaltech Semiconductor, който по никакъв начин не искаше да работи на високи честоти.

След това бяха закупени няколко микросхеми MC34063ACD и MC34063EBD от STMicroelectronics, които показаха още по-лоши резултати - те не работят при по-високи честоти, лоша стабилност, високо напрежение на поддръжката на текущия компаратор (0.45-0.5V), лоша стабилизация на тока на натоварване с добро ефективност или слаба ефективност с добра стабилизация...

Може би лошата производителност на изброените микросхеми се обяснява с тяхната евтиност - закупени са най-евтините, които са налични, тъй като микросхемата MC34063A (DIP-8) от същата компания, отстранена от дефектен комутатор, работи нормално. Вярно е, че при сравнително ниска честота - не повече от 160 KHz.

Следните микросхеми, взети от счупено оборудване, работеха добре:

Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Аналогова технология (AP34063N8),
Anachip (AP34063 и AP34063A).
Fairchild (MC34063A) - Не съм сигурен, че идентифицирах правилно компанията.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) и Texas Instruments - не помня, тъй като започнах да обръщам внимание на компанията едва след като се сблъсках с нежеланието на някои компании да работят с MS и не купувах конкретно микросхеми от тези компании.

За да не се изхвърлят закупените, лошо работещи микросхеми MC34063ACD и MC34063EBD от STMicroelectronics, бяха проведени няколко експеримента, които доведоха до схемата, показана в самото начало на фиг. 2.

Следващата фигура 10 показва практическа схема на стабилизатор с коригираща верига RfCf (в тази схема R3C2). Разликата в работата на стабилизатора без и с коригираща верига вече беше разгледана по-рано в раздела „За стабилността“ и бяха представени графики (фиг. 5, фиг. 6, фиг. 7).

Фиг.10

От графиката на фиг. 7 може да се види, че текущата стабилизация е отлична в целия диапазон на захранващите напрежения на микросхемата. Стабилността е много добра - все едно работи ШИМ. Честотата е доста висока, което прави възможно използването на малки по размер дросели с ниска индуктивност и напълно премахване на изходния кондензатор. Въпреки че инсталирането на малък кондензатор може напълно да елиминира пулсациите на тока на натоварване. Зависимостта на амплитудата на пулсациите на тока на натоварване от капацитета на кондензатора беше обсъдена по-рано в раздела „Относно стабилността“.

Както вече споменахме, микросхемите MC34063ACD и MC34063EBD от STMicroelectronics, които получих, се оказаха с надценено референтно напрежение на текущия компаратор - съответно 0,45V-0,5V, въпреки стойността, посочена в листа с данни от 0,25V-0,35V. Поради това при големи токове на натоварване възникват големи загуби на резистора на токовия сензор. За да се намалят загубите, към веригата беше добавен източник на ток с помощта на транзистор VT1 и резистор R2. (фиг. 11).

Фиг.11

Благодарение на този източник на ток, допълнителен ток на отклонение от 33 μA протича през резистора R3, така че напрежението през резистора R3, дори без ток на натоварване, е 33 μA * 10 KΩ = 330 mV. Тъй като праговото напрежение на токовия вход на микросхемата е 450 mV, тогава за да работи текущият компаратор, резисторът на токовия сензор R1 трябва да има напрежение 450 mV-330 mV = 120 mV. При ток на натоварване от 1A, резисторът R1 трябва да бъде на 0,12V/1A=0,12Ohm. Задаваме наличната стойност на 0,1 Ohm.
Без токов стабилизатор на VT1, резисторът R1 ще трябва да бъде избран със скорост 0,45 V/1A=0,45 Ohm и мощността ще се разсейва върху него при 0,45 W. Сега, при същия ток, загубата на R1 е само 0,1 W

Тази опция се захранва от батерия, ток на натоварване до 1A, мощност 8-10W. Изходен ток на късо съединение 1.1A. В този случай консумацията на ток намалява до 64 mA при захранващо напрежение 14,85 V, съответно консумацията на енергия пада до 0,95 W. Микросхемата дори не се нагрява в този режим и може да остане в режим на късо съединение толкова дълго, колкото желаете.

Останалите характеристики са показани на диаграмата.

Микросхемата е взета в пакет SO-8 и токът на натоварване за нея е 1А. Става много горещо (температурата на терминала е 100 градуса!), Така че е по-добре да инсталирате микросхемата в пакет DIP-8, преобразуван за монтаж на SMD, да направите големи полигони и (или) да излезете с радиатор.
Напрежението на насищане на ключа на микросхемата е доста високо - почти 1V при ток от 1A, поради което отоплението е толкова високо. Въпреки че, съдейки по листа с данни за микросхемата, напрежението на насищане на ключовия транзистор при ток от 1A не трябва да надвишава 0,4V.

Сервизни функции.

Въпреки липсата на каквито и да било сервизни възможности в микросхемата, те могат да бъдат реализирани независимо. Обикновено светодиодният стабилизатор на тока изисква изключване и регулиране на тока на натоварване.

Включване-изключване

Стабилизаторът на чипа MC34063 се изключва чрез подаване на напрежение към 3-тия щифт. Пример е показан на фиг.12.

Фиг.12

Експериментално е установено, че когато се подаде напрежение към 3-ия щифт на микросхемата, неговият главен осцилатор спира и ключовият транзистор се затваря. В това състояние текущата консумация на микросхемата зависи от нейния производител и не надвишава тока на празен ход, посочен в листа с данни (1,5-4mA).

Други опции за изключване на стабилизатора (например чрез прилагане на напрежение над 1,25 V към 5-ия щифт) се оказват по-лоши, тъй като те не спират главния осцилатор и микросхемата консумира повече ток в сравнение с управлението на 3-ти щифт.

Същността на такова управление е следната.

На 3-тия щифт на микросхемата има трионно напрежение на зареждане и разреждане на кондензатора за настройка на честотата. Когато напрежението достигне праговата стойност от 1,25 V, започва разреждането на кондензатора и изходният транзистор на микросхемата се затваря. Това означава, че за да изключите стабилизатора, трябва да приложите напрежение най-малко 1,25 V към 3-тия вход на микросхемата.

Според спецификациите на микросхемата, синхронизационният кондензатор се разрежда с максимален ток от 0,26 mA. Това означава, че когато външно напрежение се приложи към 3-тия щифт през резистор, за да се получи комутационно напрежение от най-малко 1,25 V, токът през резистора трябва да бъде поне 0,26 mA. В резултат на това имаме две основни фигури за изчисляване на външния резистор.

Например, ако захранващото напрежение на стабилизатора е 12...15V, стабилизаторът трябва да бъде надеждно изключен при минималната стойност - при 12V.

В резултат на това съпротивлението на допълнителния резистор се намира от израза:

R=(Up-Uvd1-1.25V)/0.26mA=(12V-0.7V-1.25V)/0.26mA=39KOhm.

За да изключите надеждно микросхемата, изберете съпротивлението на резистора по-малко от изчислената стойност. Във фрагмента от веригата Фиг. 12 съпротивлението на резистора е 27 KOhm. При това съпротивление напрежението на изключване е около 9V. Това означава, че ако захранващото напрежение на стабилизатора е 12 V, можете да се надявате надеждно да изключите стабилизатора с помощта на тази верига.

Когато управлявате стабилизатора от микроконтролер, резисторът R трябва да бъде преизчислен за напрежение от 5V.

Входното съпротивление на 3-тия вход на микросхемата е доста голямо и всяко свързване на външни елементи може да повлияе на образуването на трионно напрежение. За да отделите управляващите вериги от микросхемата и по този начин да поддържате същата устойчивост на шум, се използва диод VD1.

Стабилизаторът може да се управлява или чрез прилагане на постоянно напрежение към левия извод на резистора R (фиг. 12), или чрез свързване на късо в точката на свързване между резистор R и диод VD1 към тялото (с постоянно напрежение, присъстващо на левия извод на резистор R).

Zener диод VD2 е предназначен да предпазва входа на микросхемата от високо напрежение. При ниско захранващо напрежение не е необходимо.

Регулиране на тока на натоварване

Тъй като референтното напрежение на токовия компаратор на микросхемата е равно на сумата от напреженията на резисторите R1 и R3, чрез промяна на тока на отклонение на резистора R3 може да се регулира токът на натоварване (фиг. 11).

Възможни са две опции за настройка - променлив резистор и постоянно напрежение.

Фигура 13 показва фрагмент от диаграмата на фигура 11 с необходимите промени и дизайнерски връзки, които ви позволяват да изчислите всички елементи на управляващата верига.

Фиг.13

За да регулирате тока на натоварване с променлив резистор, трябва да замените постоянния резистор R2 с набор от резистори R2’. В този случай, когато съпротивлението на променливия резистор се промени, общото съпротивление на резистора R2' ще се промени в рамките на 27...37KOhm, а изтичащият ток на транзистора VT1 (и резистора R3) ще се промени в рамките на 1,3V/27.. .37KOhm=0,048...0,035mA. В този случай преднапрежението на резистора R3 ще варира в рамките на 0,048...0,035mA*10KOhm=0,48...0,35V. За да задейства токовия компаратор на микросхемата, напрежението на резисторно-токовия датчик R1 (фиг. 11) трябва да падне 0,45-0,48...0,35V=0...0,1V. При съпротивление R1=0.1Ohm, такова напрежение ще падне върху него, когато през него протича ток на натоварване в диапазона от 0…0.1V/0.1Ohm=0…1A.

Тоест чрез промяна на съпротивлението на променливия резистор R2’ в рамките на 27...37KOhm можем да регулираме тока на натоварване в рамките на 0...1A.

За да регулирате тока на натоварване с постоянно напрежение, трябва да инсталирате делител на напрежение Rd1Rd2 в портата на транзистора VT1. Използвайки този делител, можете да съпоставите всяко управляващо напрежение с необходимото за VT1.

Фигура 13 показва всички формули, необходими за изчислението.

Например, необходимо е да се регулира тока на натоварване в рамките на 0...1A, като се използва променливо постоянно напрежение в рамките на 0...5V.

За да използваме веригата на стабилизатора на ток на фиг. 11, инсталираме делител на напрежение Rd1Rd2 във веригата на затвора на транзистора VT1 и изчисляваме стойностите на резистора.

Първоначално веригата е проектирана за ток на натоварване от 1А, който се задава от тока на резистора R2 и праговото напрежение на полевия транзистор VT1. За да намалите тока на натоварване до нула, както следва от предишния пример, трябва да увеличите тока на резистора R2 от 0,034 mA на 0,045 mA. При постоянно съпротивление на резистор R2 (39KOhm), напрежението върху него трябва да варира в рамките на 0,045…0,034mA*39KOhm=1,755…1,3V. Когато напрежението на затвора е нула и праговото напрежение на транзистора VT2 е 1,3 V, на резистор R2 се задава напрежение от 1,3 V. За да увеличите напрежението на R2 до 1,755V, трябва да приложите постоянно напрежение от 1,755V-1,3V=0,455V към порта VT1. Според условията на проблема, такова напрежение на вратата трябва да бъде при управляващо напрежение +5V. След като зададем съпротивлението на резистора Rd2 на 100KOhm (за да минимизираме управляващия ток), намираме съпротивлението на резистора Rd1 от отношението Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1):

Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0.455V-1)=10KOhm.

Тоест, когато управляващото напрежение се промени от нула до +5V, токът на натоварване ще намалее от 1A до нула.

Пълна електрическа схема на стабилизатор на ток 1A с функции за включване-изключване и управление на тока е показана на фиг. 14. Номерирането на нови елементи продължава започнатото по схемата на фиг.11.

Фиг.14

Веригата не е тествана като част от Фиг. 14. Но схемата съгласно фиг. 11, на базата на която е създадена, беше напълно тествана.

Показаният на диаграмата метод за включване/изключване е тестван чрез прототипиране. Настоящите методи за управление досега са тествани само чрез симулация. Но тъй като методите за настройка са създадени на базата на наистина доказан токов стабилизатор, по време на сглобяването трябва само да преизчислите стойностите на резистора, за да съответстват на параметрите на приложения полеви транзистор VT1.

В горната схема са използвани и двата варианта за регулиране на тока на натоварване - с променлив резистор Rp и постоянно напрежение 0...5V. Регулирането с променлив резистор беше избрано малко по-различно в сравнение с фиг. 12, което направи възможно прилагането на двете опции едновременно.

И двете настройки са зависими - зададеният ток по единия начин е максимален за другия. Ако променливият резистор Rp се използва за настройка на тока на натоварване на 0,5 A, тогава чрез регулиране на напрежението токът може да се промени от нула до 0,5 A. И обратно - ток от 0,5А, зададен от постоянно напрежение, с променлив резистор също ще се промени от нула до 0,5А.

Зависимостта на регулирането на тока на натоварване от променлив резистор е експоненциална, следователно, за да се получи линейна настройка, препоръчително е да изберете променлив резистор с логаритмична зависимост на съпротивлението от ъгъла на въртене.

Тъй като съпротивлението Rp се увеличава, токът на натоварване също се увеличава.

Зависимостта на регулиране на тока на натоварване от постоянно напрежение е линейна.

Превключвател SB1 включва или изключва стабилизатора. Когато контактите са отворени, стабилизаторът е изключен, когато контактите са затворени, той е включен.

При напълно електронно управление изключването на стабилизатора може да се постигне или чрез прилагане на постоянно напрежение директно към 3-тия щифт на микросхемата, или чрез допълнителен транзистор. В зависимост от необходимата логика на управление.

Кондензатор C4 осигурява плавен старт на стабилизатора. Когато се подаде захранване, докато кондензаторът се зареди, токът на полевия транзистор VT1 (и резистор R3) не се ограничава от резистор R2, но е равен на максимума за полевия транзистор, включен в режим на източник на ток ( единици - десетки mA). Напрежението на резистора R3 надвишава прага за текущия вход на микросхемата, така че ключовият транзистор на микросхемата е затворен. Токът през R3 постепенно ще намалява, докато достигне стойността, зададена от резистор R2. С приближаването на тази стойност напрежението на резистора R3 намалява, напрежението на входа на текущата защита все повече зависи от напрежението на резистора R1 на сензора за ток и съответно от тока на натоварване. В резултат на това токът на натоварване започва да се увеличава от нула до предварително определена стойност (чрез променлив резистор или постоянно управляващо напрежение).

Печатна електронна платка.

По-долу са дадени опции за печатна платка на стабилизатора (според блоковата схема на фиг. 2 или фиг. 10 - практичен вариант) за различни пакети чипове (DIP-8 или SO-8) и различни дросели (стандартни, фабрични или домашно приготвен върху пръстен от пулверизирана ютия ). Дъската е начертана в програмата Sprint-Layout версия 5:

Всички опции са предназначени за монтаж на SMD елементи със стандартни размери от 0603 до 1206, в зависимост от изчислената мощност на елементите. Платката има места за всички елементи на веригата. При разпояване на платката някои елементи може да не бъдат инсталирани (това вече беше обсъдено по-горе). Например, вече напълно изоставих инсталирането на честотно задаващи C T и изходни Co кондензатори (фиг. 2). Без кондензатор за настройка на честотата стабилизаторът работи на по-висока честота и необходимостта от изходен кондензатор е само при високи токове на натоварване (до 1A) и (или) малки индуктивности на индуктора. Понякога има смисъл да се инсталира кондензатор за настройка на честотата, намалявайки работната честота и съответно динамичните загуби на мощност при големи токове на натоварване.

Печатните платки нямат особености и могат да бъдат изработени както на едностранно, така и на двустранно фолио PCB. Когато се използва двустранна печатна платка, втората страна не е гравирана и служи като допълнителен радиатор и (или) общ проводник.

Когато използвате метализация на задната страна на платката като радиатор, трябва да пробиете проходен отвор близо до 8-ия щифт на микросхемата и да запоите двете страни заедно с къс джъмпер, изработен от дебела медна жица. Ако използвате микросхема в DIP пакет, тогава дупката трябва да бъде пробита срещу 8-ия щифт и при запояване използвайте този щифт като джъмпер, запоявайки щифта от двете страни на платката.

Вместо джъмпер добри резултати се постигат чрез монтиране на нит от медна жица с диаметър 1,8 mm (кабелна жила със сечение 2,5 mm2). Нитът се поставя веднага след ецване на дъската - трябва да пробиете дупка с диаметър, равен на диаметъра на телта за нит, да поставите плътно парче тел и да го скъсите така, че да стърчи от отвора не повече от 1 мм, и го занитвайте старателно от двете страни върху наковалнята с малък чук. От страна на монтажа нитът трябва да е наравно с дъската, така че издадената глава на нита да не пречи на разпояването на частите.

Може да изглежда странен съветът да се направи радиатор специално от 8-ия щифт на микросхемата, но краш тестът на случай на дефектна микросхема показа, че цялата му захранваща част е разположена върху широка медна плоча с плътен изход към 8-ия щифт на кутията. Щифтове 1 и 2 на микросхемата, въпреки че са направени под формата на ленти, са твърде тънки, за да се използват като радиатор. Всички останали клеми на кутията са свързани към кристала на микросхемата с тънки жични джъмпери. Интересното е, че не всички микросхеми са проектирани по този начин. Още няколко тествани случая показаха, че кристалът е разположен в центъра, а щифтовете на лентата на микросхемата са еднакви. Окабеляване - с жични джъмпери. Следователно, за да го проверите, трябва да "разглобите" още няколко корпуса на микросхеми ...

Радиаторът може да бъде изработен и от медна (стоманена, алуминиева) правоъгълна плоча с дебелина 0,5-1 mm с размери, които не излизат извън платката. Когато използвате DIP пакет, площта на плочата е ограничена само от височината на индуктора. Трябва да поставите малко термична паста между плочата и тялото на чипа. При пакет SO-8 някои монтажни части (кондензатори и диод) понякога могат да попречат на плътното прилягане на плочата. В този случай вместо термична паста е по-добре да използвате гумено уплътнение Nomakon с подходяща дебелина. Препоръчително е да запоите 8-ия щифт на микросхемата към тази плоча с джъмпер.

Ако охлаждащата плоча е голяма и блокира директния достъп до 8-ия щифт на микросхемата, тогава трябва първо да пробиете дупка в плочата срещу 8-ия щифт и първо да запоите парче тел вертикално към самия щифт. След това прекарайте жицата през отвора в плочата и я притиснете към тялото на чипа, запоете ги заедно.

Сега има добър поток за запояване на алуминий, така че е по-добре да направите радиатор от него. В този случай радиаторът може да бъде огънат по протежение на профила с най-голяма повърхност.

За да се получат токове на натоварване до 1,5 A, радиаторът трябва да бъде направен от двете страни - под формата на плътен многоъгълник от задната страна на платката и под формата на метална плоча, притисната към тялото на чипа. В този случай е необходимо да запоите 8-ия щифт на микросхемата както към многоъгълника от задната страна, така и към плочата, притисната към кутията. За да увеличите топлинната инерция на радиатора от задната страна на платката, също е по-добре да го направите под формата на плоча, запоена към многоъгълника. В този случай е удобно да поставите радиаторната плоча върху нита на 8-ия щифт на микросхемата, който преди това свързва двете страни на платката. Запоете нита и плочата и ги закрепете със запояване на няколко места по периметъра на платката.

Между другото, когато се използва плоча от задната страна на платката, самата платка може да бъде направена от едностранно фолио PCB.

Надписите върху дъската за позиционните обозначения на елементите се правят по обичайния начин (както и отпечатаните пътеки), с изключение на надписите върху полигоните. Последните са изработени върху бял сервизен слой “F”. В този случай тези надписи се получават чрез ецване.

Захранващият и светодиодният проводник са запоени в противоположните краища на платката според надписите: “+” и “-” за захранване, “A” и “K” за светодиоди.

Когато използвате платката без корпус (след проверка и настройка), е удобно да я навиете в термосвиваема тръба с подходяща дължина и диаметър и да я загреете със сешоар. Краищата на термосвиваемия материал, който все още не е изстинал, трябва да бъдат нагънати с клещи по-близо до клемите. Горещо пресованото термосвиване се залепва и образува почти херметичен и доста издръжлив корпус. Нагънатите ръбове са залепени толкова плътно, че при опит за отделяне термосвиването просто се счупва. В същото време, ако е необходим ремонт или поддръжка, нагънатите участъци се отлепват сами при повторно нагряване със сешоар, без дори да оставят следи от нагънати. С известно умение можете да разтегнете още горещата термосвиваема с пинсета и внимателно да отстраните дъската от нея. В резултат на това термосвиването ще бъде подходящо за повторно опаковане на дъската.

Ако е необходимо да се уплътни напълно платката, след компресиране на термоподложката, краищата й могат да бъдат запълнени с термоподложка. За да укрепите „корпуса“, ​​можете да поставите два слоя термосвиваема плоскост. Въпреки че един слой е доста издръжлив.

Програма за изчисляване на стабилизатора

За бързо изчисляване и оценка на елементите на веригата е начертана таблица с формули в програмата EXCEL. За удобство някои изчисления се поддържат от VBA код. Работата на програмата е тествана само в Windows XP:

Когато стартирате файла, може да се появи прозорец, който ви предупреждава за наличието на макроси в програмата. Трябва да изберете командата „Не деактивирайте макросите“. В противен случай програмата ще стартира и дори ще извърши преизчисляване, като използва формулите, записани в клетките на таблицата, но някои функции ще бъдат деактивирани (проверка на коректността на въвеждането, възможност за оптимизиране и т.н.).

След стартиране на програмата ще се появи прозорец с въпрос: „Възстановяване на всички входни данни по подразбиране?“ В който трябва да щракнете върху бутона „Да“ или „Не“. Ако изберете „Да“, всички входни данни за изчислението ще бъдат зададени по подразбиране, като пример. Всички формули за изчисление също ще бъдат актуализирани. Ако изберете „Не“, входните данни ще използват стойностите, записани в предишната сесия.

По принцип трябва да изберете бутона „Не“, но ако не искате да запазите предишните резултати от изчисленията, можете да изберете „Да“. Понякога, ако въведете твърде много неправилни входни данни, някаква неизправност или случайно изтриете съдържанието на клетка с формула, е по-лесно да излезете от програмата и да я стартирате отново, като отговорите на въпроса „Да“. Това е по-лесно от търсенето и коригирането на грешки и повторното предписване на изгубени формули.

Програмата представлява обикновен работен лист на Excel с три отделни таблици ( Входни данни , Изход , Резултати от изчисленията ) и верига на стабилизатор.

Първите две таблици съдържат името на въведения или изчисления параметър, неговия кратък символ (използва се и във формулите за по-голяма яснота), стойността на параметъра и мерната единица. В третата таблица имената са пропуснати като ненужни, тъй като целта на елемента може да се види точно там в диаграмата. Стойностите на изчислените параметри са маркирани в жълто и не могат да се променят независимо, тъй като формулите са написани в тези клетки.

До масата" Входни данни » се въвеждат изходните данни. Предназначението на някои параметри е обяснено в бележките. Всички клетки с въведени данни трябва да бъдат попълнени, тъй като всички те участват в изчислението. Изключение прави клетката с параметъра „Зареждане на текущата пулсация (Inp)“ - може да е празна. В този случай индуктивността на индуктора се изчислява въз основа на минималната стойност на тока на натоварване. Ако зададете стойността на тока на пулсациите на товара в тази клетка, тогава индуктивността на индуктора се изчислява въз основа на определената стойност на пулсациите.

Някои параметри могат да се различават при различните производители на чипове - например стойността на референтното напрежение или консумацията на ток. За да получите по-надеждни резултати от изчисленията, трябва да предоставите по-точни данни. За да направите това, можете да използвате втория лист на файла („Чипове“), който съдържа основния списък с различни параметри. Познавайки производителя на чипа, можете да намерите по-точни данни.

На масата " Изход » намерени са междинни резултати от изчисленията, които представляват интерес. Използваните формули за изчисления могат да се видят, като се избере клетката с изчислената стойност. Клетка с параметър „Максимален коефициент на запълване (dmax)“ може да бъде маркирана в един от два цвята – зелен и червен. Клетката се маркира в зелено, когато стойността на параметъра е приемлива, и в червено, когато максимално допустимата стойност е превишена. В бележката към клетката можете да прочетете кои входни данни трябва да бъдат променени, за да ги коригирате.

В документа AN920-D, който описва този чип по-подробно, се посочва, че максималната стойност на работния цикъл на чипа MC34063 не може да надвишава 0,857, в противен случай контролните граници може да не съвпадат с посочените. Именно тази стойност се приема като критерий за правилността на параметъра, получен при изчислението. Вярно е, че практиката показва, че реалната стойност на коефициента на запълване може да бъде по-голяма от 0,9. Очевидно това несъответствие се обяснява с „нестандартно“ включване.

Резултатът от изчисленията са стойностите на пасивните елементи на веригата, обобщени в третата таблица " Резултати от изчислението" . Получените стойности могат да се използват при сглобяване на веригата на стабилизатора.

Понякога е полезно да коригирате получените стойности според вашите нужди, например, когато получената стойност на съпротивлението на резистора, капацитета на кондензатора или индуктивността на бобината не съвпада със стандартната. Също така е интересно да се види как промяната на стойностите на някои елементи влияе върху общите характеристики на веригата. Тази функция е внедрена в програмата.

Вдясно от масата " Резултати от изчислението" До всеки параметър има квадратче. Когато щракнете с левия бутон на мишката върху избрания квадрат, в него се появява „птичка“, маркирайки параметъра, който изисква избор. В този случай жълтото подчертаване се премахва от полето със стойността, което означава, че можете независимо да изберете стойността на този параметър. И в таблицата " Входни данни" Параметрите, които се променят, са маркирани в червено. Тоест, извършва се обратно преизчисляване - формулата се записва в клетка от таблицата с входни данни, а параметърът за изчисление е стойността на таблицата " Резултати от изчислението" .

Например, като поставите „птица“ срещу индуктивността на индуктора в таблицата „ Резултати от изчислението" , можете да видите, че параметърът „Минимален ток на натоварване“ на таблицата „ е маркиран в червено Входни данни ».

Когато индуктивността се промени, някои параметри на таблицата също се променят " Изход ", например "Максимален ток на индуктор и превключвател (I_Lmax)". По този начин можете да изберете дросел с минимална индуктивност от стандартния диапазон и размери, без да надвишавате максималния ток на ключовия транзистор на микросхемата, но „жертвате“ стойността на минималния ток на натоварване. В същото време можете да видите, че стойността на изходния кондензатор Co също се е увеличила, за да компенсира увеличаването на пулсациите на тока на натоварване.

След като изберете индуктивността и се уверите, че другите зависими параметри не надхвърлят опасните граници, премахнете отметката до параметъра на индуктивността, като по този начин осигурите получения резултат, преди да промените други параметри, които влияят на индуктивността на индуктора. Освен това в таблицата „ Резултати от изчислението" формулите се възстановяват и в таблицата " Входни данни" , напротив, се премахват.

По същия начин можете да изберете други параметри на таблицата " Резултати от изчислението" . Все пак трябва да имате предвид, че параметрите на почти всички формули се припокриват, така че ако искате да промените всички параметри на тази таблица наведнъж, може да се появи прозорец за грешка със съобщение за кръстосани препратки.

Изтеглете статията в pdf формат.

Мрежовите захранвания често се използват за захранване на преносимо електронно оборудване у дома. Но това не винаги е удобно, тъй като не винаги има свободен електрически контакт на мястото на използване. Ами ако трябва да имате няколко различни източника на захранване?

Едно от правилните решения е да се направи универсален източник на енергия. И като външен източник на захранване използвайте по-специално USB порта на персонален компютър. Не е тайна, че стандартната версия осигурява захранване за външни електронни устройства с напрежение 5V и ток на натоварване не повече от 500 mA.

Но, за съжаление, повечето преносими електронни устройства изискват 9 или 12 V за нормална работа. Специализирана микросхема ще помогне за решаването на проблема. преобразувател на напрежение на MC34063, което значително ще улесни производството с необходимите параметри.

Блокова схема на конвертора mc34063:

MC34063 Работни граници

Описание на схемата на преобразувателя

По-долу е дадена схематична диаграма на опция за захранване, която ви позволява да получите 9V или 12V от 5V USB порт на компютър.

Схемата се основава на специализирана микросхема MC34063 (нейният руски аналог K1156EU5). Преобразувателят на напрежение MC34063 е електронна управляваща верига за DC/DC преобразувател.

Той има температурно-компенсирано референтно напрежение (CVS), осцилатор с променлив работен цикъл, компаратор, верига за ограничаване на тока, изходен етап и превключвател за голям ток. Този чип е специално произведен за използване в усилващи, намаляващи и инвертиращи електронни преобразуватели с най-малък брой елементи.

Изходното напрежение, получено в резултат на работа, се задава от два резистора R2 и R3. Изборът е направен въз основа на това, че входът на компаратора (щифт 5) трябва да има напрежение от 1,25 V. Можете да изчислите съпротивлението на резисторите за веригата, като използвате проста формула:

Uout= 1.25(1+R3/R2)

Познавайки необходимото изходно напрежение и съпротивлението на резистора R3, можете лесно да определите съпротивлението на резистора R2.

Тъй като изходното напрежение се определя от, веригата може да бъде значително подобрена чрез включване на превключвател във веригата, който й позволява да получава различни стойности, ако е необходимо. По-долу е дадена версия на преобразувателя MC34063 за две изходни напрежения (9 и 12 V)

Микросхемата е универсален импулсен преобразувател, който може да се използва за реализиране на понижаващи, повишаващи и инвертиращи преобразуватели с максимален вътрешен ток до 1,5A.

По-долу е показана диаграма на понижаващ преобразувател с изходно напрежение 5V и ток 500mA.

Схема на преобразувател MC34063A

Комплект части

Чип: MC34063A
Електролитни кондензатори: C2 = 1000mF/10V; C3 = 100mF/25V
Кондензатори с метален слой: C1 = 431pF; C4 =0.1mF
Резистори: R1 = 0,3 ома; R2 = 1k; R3 = 3k
Диод: D1 = 1N5819
Дросел: L1=220uH

C1 – капацитет на честотозадаващия кондензатор на преобразувателя.
R1 е резистор, който ще изключи микросхемата, ако токът бъде превишен.
C2 – филтърен кондензатор. Колкото по-голямо е, толкова по-малко вълни, трябва да е тип LOW ESR.
R1, R2 – делител на напрежение, който задава изходното напрежение.
D1 – диодът трябва да е ултрабърз или диод на Шотки с допустимо обратно напрежение поне 2 пъти по-голямо от изходното.
Захранващото напрежение на микросхемата е 9 - 15 волта, а входният ток не трябва да надвишава 1,5 A

MC34063A PCB

Две опции за PCB

Тук можете да изтеглите универсален калкулатор

• 20.09.2014

  Тригерът е устройство с две стабилни равновесни състояния, предназначено за запис и съхраняване на информация. Тригерът може да съхранява 1 бит данни. Тригерният символ изглежда като правоъгълник с буквата T, написана вътре в него.Входните сигнали са свързани отляво на правоъгълника. Обозначенията на сигналните входове се записват в допълнително поле от лявата страна на правоъгълника. ...

• 21.09.2014

  Едноцикличният изходен етап на ламповия усилвател съдържа минимум части и е лесен за сглобяване и настройка. Пентодите в изходния етап могат да се използват само в ултралинеен, триоден или нормален режим. При триодно свързване екраниращата решетка се свързва към анода чрез резистор 100...1000 Ohm. При ултралинейна връзка каскадата е покрита от ОС по протежение на екраниращата решетка, което намалява ...

• 04.05.2015

  Фигурата показва диаграма на просто инфрачервено дистанционно управление и приемник, чийто изпълнителен елемент е реле. Поради простотата на веригата за дистанционно управление, устройството може да извършва само две действия: да включи релето и да го изключи, като пусне бутона S1, което може да е достатъчно за определени цели (гаражни врати, отваряне на електромагнитна брава и др. ). Настройката на веригата е много...

• 05.10.2014

  Веригата е направена с помощта на двоен операционен усилвател TL072. На A1.1 е направен предусилвател с коеф. усилване с дадено съотношение R2\R3. R1 е контролът на звука. Операционен усилвател A1.2 има активен трилентов мостов контрол на тона. Корекциите се извършват от променливи резистори R7R8R9. Коеф. предаване на този възел 1. Зареденото предварително ULF захранване може да бъде от ±4V до ±15V Литература...